基于热敏电阻器的双ADC高精度温度采集系统设计

张旺东，姚金城，汤新强，常爱民

(1.中国科学院特殊环境功能材料与器件重点实验室，新疆电子信息材料与器件重点实验室，中国科学院新疆理化技术研究所，新疆乌鲁木齐 830011；2.中国科学院大学材料科学与光电子工程中心，北京 100049)

0 引言

海洋温度作为重要的海洋水文参数，在海洋监测、国防建设和科学研究中都具有特别的意义[1]。 因此需要一种能够对海洋温度进行高精度采集的系统，为海洋研究提供可靠的原始数据。现有的高精度测温系统多以铂电阻作为敏感元件，采用四线制接线方式，可在宽温度范围内实现较好的测量精度[2-4]。相较于铂电阻而言，热敏电阻有着电阻温度系数大、窄温区范围内测量灵敏度高、响应时间短、可用于快速变化温度的测量等特点，更适合用于海洋温度环境中[5-6]。

在高精度测温电路设计中，通常采用阻值比率法来实现温度测量，即采用恒流源激励的方式在电阻两端产生电压信号，通过单个模数转换器(ADC)测量电阻之间的电压比来获取热敏电阻阻值。然而受恒流源波动的影响，单个ADC在2次电压测量的过程中流经电阻的激励电流大小并不完全相等[7-8]，一定程度上限制了系统测量精度的提升。针对该问题，胡鹏程等采取利用恒温腔为恒流源保温的方式来减小恒流源的波动[7]，但该方式需要设计额外的恒温装置，增加了系统的体积和功耗，难以满足应用中小型化、电池供电的需求。

因此，本文设计了基于热敏电阻器的双ADC温度采集系统，该系统采用双ADC实现热敏电阻和参考电阻电压的同步测量，有效减小了恒流源波动对测量精度的影响，满足实际应用中小型化、电池供电的要求。

1 设计要求及系统结构

基于热敏电阻器的双ADC高精度温度采集系统要求可以对温度进行采集并存储，温度测量范围为：-2～35 ℃，测量误差小于1 mK。采用自研MF5804型热敏电阻作为敏感元件，在所测量温度范围内阻值为10～80 kΩ，耗散常数为16 mW/℃，电阻温度系数为-4%/℃。系统总体结构如图1所示。

图1 高精度温度采集系统结构图

(1)信号激励单元：热敏电阻与参考电阻以串联方式连接。热敏电阻采用四线制接法，完全消除引线电阻影响；参考电阻采用高精度、低温漂的金属箔电阻，确保变温环境下测量的准确度。恒流源为热敏电阻和参考电阻提供恒定电流激励，将温度转化为电压信号，通过控制开关改变电流方向：正向时电流从热敏电阻流经参考电阻，反向时电流从参考电阻流向热敏电阻。

热敏电阻阻值可由式(1)计算：

(1)

式中：Rt为热敏电阻阻值，Ω；Rref为参考电阻阻值，Ω；URt+、URt-分别为正、反向电流激励时热敏电阻两端电压，V；URref+、URref-分别为正、反向电流激励时参考电阻两端电压，V。

(2)精密采集单元：电压信号经滤波降噪后被ADC采集。2路完全相同的采集单元同步采集热敏电阻和参考电阻两端电压信号，能够有效消除恒流源激励电流波动带来的误差，改变电流方向，每个电阻被采集2次后取均值以减小杂散电势引起的误差。

(3)控制及处理单元：STM32单片机完成系统采集工作的时序控制，通过SPI接口与ADC进行通讯实现采集数据的读取。读取的数据经处理后发送至上位机或存储单元。

(4)供电单元：系统采用电池供电，供电单元将电池电压进行转换为各部分电路提供模拟、数字电源。采用4层板设计方式，不同的模拟、数字电源在电源层进行分割处理，以提高电源质量。

2 系统硬件设计

2.1 双向恒流源激励电路设计

恒流源为热敏电阻和参考电阻提供恒定电流激励，考虑到热敏电阻阻值范围及自热效应，激励电流不能超过14.1 μA，设计值为10 μA。恒流源激励电路原理图如图2所示。

图2 恒流源电路原理图

放大器A1、A2以负反馈方式组合，A2作为反馈环节将定值电阻Rset两端电压反馈至A1的反向输入端，电路稳定时输出电流可由式(2)计算：

(2)

式中：Vin为参考电压；Rset为电流设定电阻；G为放大器A2的增益，可通过设定R1和R2的值来调整，G和R1、R2满足关系式G=2R2/R1。

K为电流方向切换开关，K接A时电流由热敏电阻流向参考电阻；K接B时电流由参考电阻流向热敏电阻。由于本系统为比率测量方式，对恒流源的精度、温漂、输入偏置电流的要求并不高，因此在选择器件时将器件的噪声性能作为主要的考虑因素[9]。在本系统中，选择低噪声、低温漂的高精度电压基准芯片REF6233产生3.3 V电压作为Vin输入，总噪声仅为5 μV；A1选择精密、零漂移放大器OPA388；A2选择精密、低噪声的仪表放大器INA326，其增益设定电阻R1和R2的阻值分别为200 kΩ、40.2 kΩ，设定增益≈9.95。电流设定电阻Rset的阻值为33.2 kΩ。输出电流Iout为9.99 μA。

恒流源的带负载能力由负载两端电压Vload和电流设定电阻Rset两端电压Vset共同决定。正常工作时，须保证Vload+Vset小于放大器A1的最大输出电压，且Vload+Vset/2须小于仪表放大器A2输入端最大共模电压。在使用+5 V电源供电时，可驱动400 kΩ负载电阻，满足热敏电阻驱动要求。

为减小恒流源的波动，在进行PCB设计时，增益设定电阻R1、R2、电流设定电阻Rset周围都留有足够的空间以保证良好的散热环境。

2.2 信号调理电路设计

低噪声的信号是保证系统测温精度的关键，信号调理单元对前端电压信号进行滤波降噪处理，其电路如图3所示。

图3 信号调理电路原理图

A1为前端放大器，输入端连接至热敏电阻两端，输出端接一阶RC低通滤波器，信号经滤波后送至ADC进行采集。放大器A1的作用主要有2点：

(1)将热敏电阻两端的差分电压信号转换成单端信号；

(2)将前端热敏电阻的较大阻抗变换成较小阻抗。

仪表放大器输出端连接至一阶RC低通滤波器，-3 dB带宽可由式(3)计算：

(3)

式中：R1为电阻，Ω；C1为电容，F。

2.3 高精度信号采集电路设计

高精度信号采集单元采用双ADC实现热敏电阻和参考电阻两端电压的同步采集。根据系统温度采集精度要求及热敏电阻器阻值范围，由式(4)可计算出等效电阻分辨率至少为0.4 Ω，在10 μA的电流激励下，等效电压分辨率为4 μV，则由式(5)可计算出所需ADC器件的无噪声位数为19.65位。

dR=α·R·dT

(4)

(5)

式中：α为热敏电阻的灵敏度系数，-4%/℃；R为热敏电阻阻值，Ω；T为温度，K；Vref为ADC器件参考电压，3.3 V；ΔV为电压分辨率，V。

本系统选用了32位的Δ∑ADC作为高精度信号采集器件，其型号为ADS1263。该ADC由低噪声CMOS PGA、Δ∑调制器以及可编程数字滤波器构成。前端CMOS PGA由2个斩波稳定放大器和用于配置增益的电阻网络构成，输入端配备有高频电磁干扰(EMI)滤波器。为确保输入信号能被正常采集，输入端幅值大小需满足式(6)：

(6)

式中：VAVSS、VAVDD为ADC供电电源，分别为0 V、+5 V；VIN为差模输入电压，0.1～0.8 V；G为PGA增益，1～32；VINP、VINN为同相、反相输入端电压。

为充分利用ADC器件的转换位数，设置PGA增益为4，此时ADC器件输入端最大电压最接近满量程电压(即3.3 V参考电压)。将上述参数代入式(6)有：

1.2 V＜VINPandVINN＜3.5 V

VINP、VINN实际值在1.7～3.3 V，满足上述要求。

ADC内部可编程数字滤波器有2种可选择的模式：Sinc模式和FIR模式。其中Sinc模式有Sinc1～Sinc4四阶可选，数据率范围为2.5～38 400 SPS；FIR模式数据率为2.5～20 SPS。考虑到系统的噪声性能和数据率大小，最终滤波器配置为Sinc4模式、数据率为50 SPS。此时ADC器件的噪声为96 nV，无噪声位数为21.7位。

高精度信号采集电路的噪声性能除受ADC器件自身噪声影响外，还受参考电压的噪声影响[10]。为保证ADC器件呈现出较好的噪声性能，在选择参考电压源时应着重考虑器件的噪声性能。在系统中，选择低噪声、低漂移的LTC6655精密基准电压源提供3.3 V参考电压，噪声幅值为0.25 ppm。

2.4 系统供电单元

系统供电单元框图如图4所示。系统由电池供电，电压为+6 V。根据系统各部分电路所需电压的不同，需通过电源芯片对电池电压进行转换。本系统选用低压差线性稳压器(low dropout regulator，LDO)作为供电单元。综合考虑系统各部分电路所需电流大小及电源要求后，选择具有超低静态电流的电源芯片TPS7A24，其静态电流为2 μA，最大电流为200 mA。

图4 系统供电单元

系统供电电源经TPS7A24产生3种不同电压：模拟+5 V、模拟+3.3 V和数字+3.3 V。其中，模拟+5 V电源为参考电压及恒流源、精密采集单元模拟部分供电；数字+3.3 V电源为精密采集单元数字部分供电；模拟+3.3 V电源为控制及处理单元供电。

3 系统软件设计

3.1 上位机软件设计

上位机软件以MATLAB R2019b APP Designer为设计工具，通过组件布局和行为代码编写的方式实现所需功能，设计完成后创建为独立桌面APP。上位机的主要功能是在PC端与系统进行通信，实现存储数据的读取、擦除、对所读取的数据进行保存、绘图以及数据分析。上位机主界面如图5所示。

图5 上位机界面图

3.2 下位机软件设计

系统采用STM32L431作为控制核心，其软件程序采用C语言编写，开发工具采用Keil μVision5。系统上电后，首先执行初始化操作，完成对控制器工作模式、ADC转换设置、恒流源方向、通信接口的配置。上述步骤完成后执行主程序开始测量，热敏电阻两端的电压信号经滤波、放大后由ADC进行转换，转换完成后控制器读取转换结果并准备下一次测量。一次完整的测量工作包含2个过程：恒流源正向采集和反向采集。2次采集过程结束后即可计算出本次测量结果。下位机程序流程图如图6所示。

图6 下位机程序流程图

4 实验测试

4.1 热敏电阻阻温关系标定

为了确保热敏电阻能够准确地测量温度，需要对热敏电阻的阻温关系进行标定。实验采用Fluke 1590超级电阻测温仪作为测量仪器，该仪器为双通道输入，可分别接标准铂电阻温度计和热敏电阻，实现温度和电阻同时测量，其中温度测量精度为0.25 mK，电阻测量精度为30 ppm；采用Fluke 7012校准浴槽提供恒温环境，浴槽中以悬浮方式放置均热块，将标准铂电阻温度计和热敏电阻置于均热块孔洞中。实验过程中，以1590超级电阻测温仪测得温度作为实际温度，每个温度点进行一段时间的测量，同时记录测量过程中温度及电阻标准差，标定温度点为：-2、0、5、10、…、35 ℃。完成上述温度点测量后，采用Hoge方程进行拟合[11-12]，方程如式(7)所示：

(7)

式中：T为温度，K；R为热敏电阻阻值，Ω；A0～A3为拟合系数。

表1列出了各点电阻、温度数据及相应的拟合误差，最大拟合误差为0.3 mK。

表1 电阻-温度拟合误差分布

4.2 系统标定

为提高系统测量精度，将固定电阻接入系统，读取系统测量值，并将系统测量值与真实值进行拟合。定值电阻由ZX54型精密直流电阻箱产生，使用前经Fluke 8508A高精度标准数字多用表测量，以测量值作为实际电阻值。系统标定数据如表2所示。在满量程范围内进行分段线性拟合，分段区间为：10～30 kΩ、30～50 kΩ、50～70 kΩ、70～80 kΩ。采用分段拟合后，分段点处拟合误差为0 Ω，最大误差为-0.16 Ω，等效温度误差为-0.2 mK。

表2 系统标定数据

4.3 系统准确度测试

将标定后的热敏电阻器与系统连接，整体浸没在油槽中，热敏电阻器和标准铂电阻温度计置于均热块的孔洞中，在测量温度范围内选取若干温度点进行准确度验证。实验过程中，待温度稳定后进行一段时间测量，以1590超级电阻测温仪测量结果的平均值作为实际值，同时记录测量过程温度测量标准差。各点实际温度值与系统测量温度值如表3所示。由表3可知，在所测量的温度范围内，系统最大测量误差为0.4 mK。

表3 各温度点测量结果及误差分布

5 结束语

本文设计了面向海洋的高精度温度采集系统。为减小恒流源波动产生的误差，设计了双ADC同步采集电路，实现了热敏电阻和参考电阻两端电压的同步采集，同时根据热敏电阻及系统采集精度要求，分析了高精度采集电路所需的无噪声分辨率位数。通过对热敏电阻器进行分段线性拟合及系统校正，系统误差被进一步减小。经实验测试，在所设计温度范围内，系统温度测量误差最大为0.4 mK，满足海洋研究中测温的需求。