集成低频脉冲功率解耦端口的机载电源系统

李林，吴红飞,*，朱建鑫,，黄家杰，杨帆

1. 南京航空航天大学 自动化学院，南京 210016

2. 南京邮电大学 自动化学院，南京 210046

3. 南京邮电大学 人工智能学院，南京 210046

近年来，多电/全电飞机快速发展，作为其中重要组成部分的供电系统，其稳定性和可靠性也越来越受到重视[1-2]。新型雷达、电磁发射系统等新兴装备的广泛应用，对机载供电系统的稳定运行提出了挑战。作为典型的脉冲负载，雷达收发组件在发射状态时需要远高于其接受状态的功率，其基本特性为：高峰均比时峰值功率通常是平均功率的5～10倍；负载脉冲工作频率低且不固定时通常几赫兹到几十赫兹；负载脉冲启动和停止速度快[1-5]。图1给出了机载雷达的典型供电架构，通常由不控整流桥接三相交流源给其供电[6-7]。除了谐波电流和无功电流外，低频脉冲负载对供电系统形成反复的加载和卸载冲击，引起供电系统电压波动和频率闪变，影响其他负载的正常运行，甚至造成整个供电系统的不稳定[8-12]。因此，为了提高机载供电系统带低频脉冲负载时的稳定性和电能质量，消除脉冲功率对交流网侧的冲击和影响，需要实现负载脉冲功率与交流侧输入功率的解耦。

针对单相交直流系统中的二倍频脉动功率解耦问题，国内外学者开展了大量研究并取得了卓有成效的研究成果[13-15]。然而，单相交直流系统中二倍频脉动功率与平均功率的比值远小于三相系统中脉冲功率负载的峰均比，同时二倍频脉动功率的频率固定，而低频脉冲功率频率宽范围变化。因此，为单相交直流系统设计的二次脉动功率解耦方法并不能直接应用于图1所示的供电系统中。针对直流脉冲负载系统，研究人员也提出了一系列行之有效的解决方案，通过在输出侧引入基于双向DC/DC变换器的功率解耦电路，消除了脉冲功率对输入源的影响[2]。然而，图1提出的机载雷达典型供电架构，该方案无法补偿谐波电流和无功电流。

图1 不控整流供电系统

有源电力滤波器(APF)[16-17]和静止无功发生器(SVG)[18]被广泛应用于三相交流系统中以实现高频谐波和基频无功功率补偿，改善电网电能质量。然而，传统APF或SVG的有功功率输入输出能力有限，难以实现瞬时脉冲功率的解耦。文献[19]研究了以电容为储能单元的静止无功发生器，通过电容放电，为供电系统提供瞬时有功功率支撑，消除弱电网中由于脉冲功率而引起的电网电压相位突变。文献[20-21]则研究了以超级电容为储能单元的集成式APF，用于瞬时功率平滑以及无功功率支撑。两者均采用超级电容为储能单元，处理的是周期为数秒甚至更长的脉冲功率。

有源整流是机载交直流供电系统的发展趋势，相比无源整流系统，更易获得高功率因数、低谐波含量的交流输入电流，但传统的有源整流器不具备功率解耦功能，无法直接应用于脉冲功率系统。为了抑制脉冲功率对供电系统的冲击，本文研究了一种集成脉冲功率解耦功能的三端口整流器。分析了三端口整流器的工作原理和控制调制策略，实现了交直流侧功率解耦，消除了低频脉冲负载对机载供电系统的冲击等负面影响。

1 集成低频脉冲功率解耦端口供电系统

基于低频脉冲负载特性的研究，通过开关器件集成和复用，提出了一种兼具功率解耦端口和直流输出端口的三端口功率解耦整流器。通过允许功率解耦端口储能电容Cs两端的电压vcs大幅度波动解耦脉动功率来抑制负载对供电系统的冲击，并降低所需电容容值；直流输出端口用以稳定负载供电电压，并通过DC/DC变换器与功率解耦端口相连，最终构造出集成低频脉冲功率解耦端口的机载电源系统。

1.1 电路拓扑

图2为脉冲负载功率波形，其中Pmax、Pmin和Pav分别为脉冲负载峰值功率、谷值功率和平均功率。通常情况下，Pmax=(4～7)Pmin，因此峰值功率Pmax远大于平均功率Pav。

图2 脉冲负载功率波形

为了抑制脉冲功率对交流源的扰动，可以将其分为稳态功率Pcon和动态功率Ppulse两部分，并构造两条功率传输路径分别用于稳态功率传输和动态功率传输。通过集成开关器件，并复用桥臂下管SZx，提出了兼具功率解耦端口和直流输出端口的三端口整流器，并与DC/DC变换器相连，构造出图3所示的集成低频脉冲功率解耦端口的机载电源系统。三端口整流器具有两个独立的直流端口，直流输出端口(Vo)和功率解耦端口(vcs)，其中直流输出端口用于输出稳态功率Pcon，功率解耦端口则用于动态功率Ppulse传输，并利用其储能电容电压vcs的宽范围波动实现交直流侧功率解耦。DC/DC变换器用来连接两个直流端口以及跟踪动态功率Ppulse。图4给出集成低频脉冲功率解耦端口的机载电源系统具体电路，其中vsx(x=a,b,c)为三相交流输入源相电压；Lx和Cx分别为滤波电感和滤波电容；SHx、SLx1、SLx2和SZx为AC/DC变换器功率开关管；Cs为功率解耦端口储能电容；S1、S2为DC/DC变换器功率开关管；Ldc为DC/DC变换器电感；Co为直流输出端口电容。

图3 集成低频脉冲功率解耦端口的机载电源系统

图4 集成低频脉冲功率解耦端口的机载电源系统电路

1.2 工作原理

图5给出了集成低频脉冲功率解耦端口的机载电源系统面向低频脉冲负载时主要工作波形，其中:ip为低频脉冲负载瞬时电流；ipmax和ipmin分别为其峰/谷值电流；vcs为储能电容电压；Vo为负载供电电压；iSC为交流输入电流。脉冲触发期间(T1)，DC/DC变换器输出功率大于其动态功率平均值Pav1，储能电容电压下降，提供功率差值；脉冲停止期间(T2)，Ppulse为0，DC/DC变换器旁路，储能电容吸收冗余功率，电压上升。直流输出端口电压Vo保持恒定，为负载提供稳定的工作电压。

图5 主要工作波形

该机载电源系统供电的核心，在于将交流侧输入功率“按需分配”到两个直流端口，即分配稳态功率Pcon至Vo端口，动态功率平均值Pav1至vcs端口。为此，本文提出一种功率流复用加输出端口切换的方法，实现功率的分配。

如图6所示，通过切换AC/DC变换器输出端口进行功率分配，分为vcs模式和Vo模式进行讨论。vcs模式下，AC/DC变换器开关管SHx和SZx(x=a,b,c)工作，SLx1和SLx2关断，Vo端口断路，交流侧功率流入vcs端口(串联反向开关管SLx1和SLx2，可以防止在该模式下出现vcs端口和Vo端口短路)；Vo模式下，功率开关管SLx1和SZx工作，SLx2恒通，SHx关断时，vcs端口断路，交流侧功率直接流入Vo端口。控制交流侧输入功率恒定并通过两个直流输出端口分时复用，可以实现前文所述的两个直流侧端口功率“按需分配”。

图6 输出端口模式切换

2 控制方法

图7给出集成低频脉冲功率解耦端口的机载电源系统控制框图，包括DC/DC变换器控制、AC/DC变换器控制。

图7 机载电源系统控制框图

2.1 DC/DC变换器控制

DC/DC变换器跟踪动态功率Ppulse，脉冲触发期间，DC/DC变换器传输的瞬时动态功率大于其平均值Pav1，储能电容Cs释放能量补偿负载功率差值，vcs电压下降；脉冲停止期间，瞬时动态功率为0，储能电容电压上升，储能电容Cs吸收冗余功率。同时，通过DC/DC变换器控制维持负载供电电压恒定，因此DC/DC变换器控制采用电压外环、电流内环双环控制。

加入PI调节器后的DC/DC变换器控制电流环、电压环开环传递函数Gdcc和Gdcv分别为

(1)

(2)

式中：kdccp、kdcci、kdcvp和kdcvi分别为电流环、电压环PI调节器参数；kdcPWM为DC/DC变换器增益；Co为直流输出端口电容；Ldc为DC/DC变换器电感。

图8(a)给出DC/DC变换器控制电流环、电压环开环传递函数伯德图，选取电流环截止频率fdcc和相位裕度φdcc分别为1.5 kHz和50°，电压环截止频率fdcv和相位裕度φdcc分别为200 Hz和50°，可以有效追踪DC/DC变换器传递的脉动电流，并稳定负载供电电压Vo，且保证控制系统稳定性。

图8 机载电源系统控制函数伯德图

本文还采用DC/DC电感电流前馈方法，加入电流前馈iDCfeed，获得更好的电流追踪能力，保证控制系统稳定性。iDCfeed与稳态电感电流有关，为瞬态脉冲电流值ip与脉冲谷值电流ipmin之差，即

iDCfeed=ip-ipmin

(3)

2.2 AC/DC变换器控制

AC/DC变换器控制包括电压环控制、电流环控制以及功率环控制，如图7所示。

本文对储能电容电压vcs采用了峰值电压控制，使得在脉冲电流触发之前，储能电容电压已处于峰值电压vcsmax，确保有足够的能量补偿负载与交流侧功率差值且各功率器件均在安全电压范围之内。峰值检测电路用于对储能电容电压最大值进行采样，作为AC/DC变换器电压环控制指令，可使电压控制环路正常工作。vcs电压环控制采用较低的带宽，其输出idcs可等效为变换器有功功率，作为AC/DC变换器d轴电流基准。

电流环控制的目的在于确保三相交流供电系统输入高功率因数正弦电流，采用PI调节器对dq坐标系下的直流分量进行无静差控制，电流环dq轴参考如下公式所示：

(4)

加入PI调节器后的AC/DC变换器控制电流环、电压环开环传递函数Gacc和Gacv分别为

(5)

(6)

式中：kaccp、kacci、kacvp和kacvi分别为电流环、电压环PI调节器参数；kacPWM为AC/DC变换器增益；Cs为储能电容；Lx(x=a,b,c)为AC/DC变换器滤波电感；Um为交流源相电压峰值，储能电容电压vcs取最大值进行设计。

图8(b)给出AC/DC变换器控制电流环、电压环开环传递函数伯德图，选取电流环截止频率facc和相位裕度分别为1.5 kHz和50°，电压环截止频率facv和相位裕度分别为3 Hz和50°，提高交流侧电流追踪效果，确保储能电容电压vcs随脉冲频率呈周期性波动补偿不平衡功率，且保障控制系统稳定性。

功率环控制负责实现AC/DC变换器两个直流端口所需功率的“按需分配”，由调节Vo端口功率占比来实现。Vo端口输出电压固定，其传输的稳态功率Pcon，可等效为低频脉冲负载谷值电流ipmin。因此，本文通过控制流入Vo端口的电流进行功率控制，以低频脉冲负载电流谷值ipmin作为Vo端口电流参考指令idcref，Vo端口电流io为瞬态脉冲电流ip与DC/DC变换器电感电流iDC之差，即

io=ip-iDC

(7)

图9所示为输出端口切换信号产生机理。Vo端口功率增加，功率环调制波输出信号um增加，与锯齿波usaw交截产生的切换信号SW=1占空比增加，流入vcs端口功率占比提高；反之，当流入Vo端口功率减小时，经功率环调节控制降低Vo端口功率占比。

图9 输出端口切换信号

AC/DC变换器输出端口切换频率fSw，对交流侧电能质量存在较大影响。对于50 Hz三相交流系统，为了保证各相之间、各相正负半周之间工作的对称性，输出端口切换频率fSw适合选择为300 Hz及其倍数频率。如果输出端口切换频率fSw低于300 Hz，则无法保证各相之间、各相正负半周之间工作的对称性；如果输出端口切换频率fSw高于300 Hz，则会增加控制的复杂程度，而频繁的输出端口切换过程还将会影响交流输入侧的电能质量。

3 调制策略

为提高直流电压利用率，本文采用注入零序分量的SPWM调制[22]，对比传统三相两电平电路，所提出的三端口整流器不同之处在于其输出端口在功率解耦端口(vcs)和直流输出端口(Vo)之间来回切换，易造成交流侧电流畸变。

为了实现AC/DC变换器直流端口平滑切换，有效抑制交流侧电流畸变，需要使交流侧滤波电感Lx在切换前后满足伏秒平衡。因为变换器开关频率fs远大于交流侧基波频率f，在一个开关周期之内，可认为交流侧电压幅值vsx(x=a,b,c)保持不变，滤波电感电压满足伏秒平衡，可以等效为三相桥臂中点电压vxn满足伏秒平衡。

图10为两种AC/DC变换器直流端口切换模式下的桥臂中点电压vxn示意图，以n为参考地，其平均值在一个开关周期内表达式分别为

图10 桥臂中点电压示意图

(8)

式中：dZxcs和dZxo为两种模式下复用下管开关管SZx占空比；dHx和dLx1分别为与开关管SZx互补导通的开关管SHx和SLx1的占空比。

对比两种模式下桥臂中点电压表达式，想要满足伏秒平衡，则需要满足：

(9)

从式(9)可以看出，为实现AC/DC变换器vcs模式到Vo模式的平滑切换，最后给开关管SLx1的驱动占空比dLx1，需要在开关管SHx驱动占空比dHx乘上一个补偿系数s，即

(10)

4 实验结果

为了验证所提出集成低频脉冲功率解耦端口的机载电源系统面向低频脉冲负载的可行性和适用性，根据表1所示的电路参数进行了实验。采用TI公司的TMS320F28335芯片作为数字控制器，AC/DC变换器开关管选型为SiHG24 N65EF，DC/DC变换器开关管选型为UF3C065080K3S。其余电路参数分别为：交流侧滤波电感Lx=3 mH(x=a,b,c)，交流侧滤波电容Cx=2 μF，功率解耦端口储能电容Cs=0.42 mF，直流输出端口电容Co=0.35 mF，DC/DC变换器电感Ldc=0.18 mH。

表1 机载电源系统关键参数

图11为不控整流供电方案下低频脉冲负载供电的实验波形，图12为本文所提出的机载电源系统低频脉冲负载供电的实验波形，其中低频脉冲频率分别为8、12.5和25 Hz。

图11 不控整流实验波形

图12 机载电源系统实验波形(加入补偿系数)

综上实验波形可以看出，不同脉冲频率下，机载电源系统均能按照设计进行工作。对比不控整流供电方案带来的诸如负载供电电压Vo周期性波动、低频脉冲功率对交流侧造成的冲击以及交流侧谐波和无功电流等问题，集成低频脉冲功率解耦端口的机载电源系统均能得到显著改善。储能电容电压vcs随低频脉冲频率周期性波动，补偿功率差值并吸收冗余功率，负载供电电压Vo保持恒定，供电系统电流波形为稳定正弦。加入补偿系数后的交流侧电流波形平滑，对比图13未加入补偿系数的机载电源系统实验波形，表现出更高的供电系统电能质量，有效抑制因输出端口切换引起的交流侧电流畸变。

图13 机载电源系统实验波形(未加入补偿系数)

图14为脉冲频率25 Hz下稳态负载功率切换波形，其中:ildc为机载电源系统其他直流稳态负载电流。直流负载突变所造成的功率及端口电压扰动远不如脉冲电流峰谷值切换对直流端口电压造成的扰动，且直流端口电容容值取值较大，因此在功率突变瞬间，两个直流端口电压均没有明显的波动。

图14 稳态负载功率切换动态波形

图15(a)给出脉冲频率突然降低的动态切换波形，在脉冲频率切换后的第1个周期内，tp1阶段机载电源系统工作状态不变；tp2阶段，储能电容电压vcs稳定在峰值电压点，未出现过压；在第2个脉冲周期开始，vcs瞬间达到充放电平衡。图15(b)给出脉冲频率突然升高的动态切换波形，在脉冲频率升高之后，由于一个脉冲周期的判断延时存在，导致储能电容电压vcs在第2个脉冲周期出现一个新低vcsmmin，之后机载电源系统经短暂的调节时间，vcs重新恢复充放电平衡。该集成低频脉冲功率解耦端口的机载电源系统，可以有效应对脉冲负载频率的突变状况。

图15 脉冲频率切换动态波形

图16给出传统不控整流供电方案和该机载电源系统方案下交流侧电流总谐波畸变率(Total Harmonics Distortion, THD)数据对比。不控整流方案下，由于不控整流器引入的谐波和无功电流以及低频脉冲功率对交流侧的冲击，交流供电系统电能质量差，电流THD大，不同脉冲周期(40～80 ms)下，交流供电系统电流THD在65%左右。而本文所提出的方案，有效抑制了低频脉冲负载对交流侧造成的电流冲击，提高了交流输入侧电能质量，不同脉冲周期(40～80 ms)下，交流供电系统电流THD在5%左右。

图17给出不同AC/DC变换器输出端口切换频率fSw下的交流侧电流THD数据对比，从图中可以看出，不同脉冲周期(40～80 ms)下，输出端口切换频率fSw在300 Hz下的电流波形THD最低，电能质量最好，而输出端口切换频率fSw高于或者低于300 Hz，均对交流侧电能质量有一定影响。

图17 不同输出端口切换频率fSw下交流侧电流THD

5 结 论

本文提出了一种集成低频脉冲功率解耦端口的机载电源系统，详细讨论其控制和调制策略。理论分析和实验结果表明：以所提出的基于开关器件集成和复用的三端口整流器为基础，结合DC/DC变换器构成机载电源系统，有效实现了负载侧脉动功率和交流源侧功率的解耦；所提出的三端口整流器控制方法实现了交流输入功率在不同端口之间的合理分配，保证了输出在不同端口之间切换时的平滑过渡；所提出的解决方案能够有效抑制低频脉冲功率对交流侧造成的冲击、改善供电系统的电能质量。