SiC MOSFET 模块结温监测研究

李凌云，何芹芹，黄德雷

（1.江苏省宿迁经贸高等职业技术学校，宿迁 223600；2.江苏科技大学电子信息学院，镇江 212003；3.中国矿业大学电气与动力工程学院，徐州 221116）

近年来，碳化硅SiC（silicon carbide）功率器件以其优异的材料特性受到电力电子行业的广泛关注。SiC MOSFET 模块因其低导通电阻和高开关速率等性能优点，被认为是最有可能取代目前广泛应用的Si IGBT 模块[1-2]，但是由于其生产工艺的不足，特别是栅极氧化层的不稳定性，需要良好的状态监控来保障它的可靠性[3]。有研究表明，电力电子变流器故障中31%可以归因于功率器件的失效，而60%的器件失效故障是由于热应力引起的，因此在变换器运行过程中实时获得结温，可以有效地改善SiC MOSFET 的可靠性[4]。

目前，功率器件结温提取的方法主要有热传感器法、红外热成像法、热敏感电参数TSEP（thermosensitive electrical parameter）法和RC 热阻网络法，其中，TSEP 法无需破坏模块封装，只需获取器件本身的电气参数就能够快速地测量结温，成为近年来研究的热点[5-7]。文献[8]是利用通态电阻Ron来获取I GBT 的结温，但由于SiC MOSFET 通态电阻很低（100 mΩ 左右），故需要精密的测量电路；文献[9-11]提出了利用IGBT 的关闭延时测结温，但是由于SiC MOSFET 优良的特性，它的关闭时间只有几百纳秒，故测量关闭延迟时间需要更精密的器件；文献[12-13]提出了基于SiC MOSFET 栅极电流峰值来测量结温，主要是根据模块栅极内部电阻RGint的正温度系数，但其测量电路过于复杂，在开关频率高时容易产生误差；文献[14-15] 研究了基于SiC MOSFET 开通漏极电流dIds/dt 测结温的方法，由于利用大的漏极电流，容易受到自热的影响。

基于SiC MOSFET 的开关特性，本文提出了一种利用准阈值电压提取结温的方法。首先从理论上分析出阈值电压VTH具有负的温度系数；其次搭建了可加热式双脉冲实验平台，验证了理论分析；随后实验分析了外部驱动电阻RGext对VTH的影响；最后结合复杂可编程逻辑器件CPLD（complex programmable logic device）智能驱动器，提出了获取准阈值电压的方法，并用实验证实了该方法的可行性。

1 阈值电压的温度敏感性

SiC MOSFET 的元胞结构如图1 所示。从图中可以看出寄生参数栅源极电容CGS、栅漏极电容CGD（CGD=COX+Cdep，其中COX为氧化层电容，Cdep为耗尽层电容）、漏源极电容CDS以及与温度相关的栅极电阻Rint（T）的主要分布情况。驱动电源VGG通过外部栅极电阻RGext向输入电容CISS（其中CISS=CGS+CGD）充电,因此RGext、RGint和CISS形成了驱动电压VGG的RC 电路。

图1 SiC MOSFET 元胞结构Fig.1 Cell structure of SiC MOSFET

图2 为栅极电压VGS的开通波形。t0时刻，主控系统给开通信号，驱动电压VG=VGon，栅极电流IG迅速增加到最大值后逐渐减少，同时栅极电压VGS开始增加并在栅极氧化层和P 基区之间形成反型层沟道。在t1时刻反型层沟道形成，栅极电压VGS达到阈值电压VTH，此时漏极开始导通电流。则栅极电压达到阈值电压的时间为

其中，RG=Rint+RGext。由文献[16]可得阈值电压VTH为

式中：VFB为平带电压，与氧化层和半导体接口电荷和栅极材料有关；ξSiC为半导体的介电常数；NA为掺杂浓度；以上参数与温度无关；κ 为玻尔兹曼常数；T为热力学温度；ni为本征载流子浓度；ΨB为半导体内本征费米能级与费米能级之间的电势差，表示为

式中，q 为电荷常数。由式（3）可知，ΨB与半导体的掺杂浓度和温度均有关。

图2 栅极电压VGS 开通波形模拟Fig.2 Simulation of turn-on waveforms of gate voltage VGS

随着温度的升高，本征载流子浓度ni会快速增加，从而抑制了由温度增加对κT 造成的影响。同时，温度升高导致费米能级接近中间带隙，所以费米能级电势差ΨB随温度增加而减少，具有负的温度系数。式（2）对温度进行求导可得

从式（4）中可知，VTH的温度系数只与ΨB有关，所以VTH随温度的增加而减少，具有负的温度系数。另外，由式（1）可知，VGS到达阈值电压的时间tTH随着温度的增加而减少，因此SiC MOSFET 在高温下具有更高的开关速度。

2 实验与分析

2.1 VTH 与结温的关系

为了验证VTH与结温的关系，本文采用ROHM公司的1.2 kV/180 A SiC MOSFET 模块BSM180C 12P2E202 搭建了双脉冲实验平台，如图3 所示。实验电路如图4 所示，该模块由2 个SiC MOSFET 开关管串联，其中一个开关管作为测试器件，另一个作为续流二极管D1（栅极施加负电压使其处于关闭状态），该模块还带有辅助源极S'，它和源极S 之间存在寄生电感LS。实验中使用高压差分探头测量母线电压，使用罗氏线圈测量漏极电流并显示在示波器上，把SiC MOSFET 模块放置在可调加热板并在基板上涂上导热硅脂，由于模块基板紧贴在加热板上，每次调整温度时都需要放置很长时间，所以芯片的结温TJ可以近似等于加热板的温度。

图3 双脉冲实验平台Fig.3 Double pulses experimental platform

图4 电路中母线电压为350 V，负载电感为100 μH，外部驱动电阻RGext为10 Ω，驱动电源电压VGGON=20 V，负载电流为100 A，对SiC MOSFET分别在50 ℃、100 ℃和150 ℃温度下进行双脉冲实验，得到栅极电压VGS的波形，如图5 所示。由式（1）可知，到达阈值电压的时间tTH与结温有关，为了便于观察，选择的测量点为50 ℃漏极电流IDS开始导通小电流的时间点。从图5 中可知，50 ℃时VGS=2.6 V，100 ℃时VGS=2 V，150 ℃时VGS=1.5 V，随着温度的升高阈值电压VTH变低，具有负的温度系数，它与结温接近于线性关系，分辨率约为-10 mV/℃，与前述理论分析相吻合，VTH发生在开通的临界点（此时没有大电流流过），因此它作为热敏感电参数受自热的影响较少。

图4 实验电路Fig.4 Experimental circuit

图5 不同温度下的VGS 波形Fig.5 Waveforms of VGS at different temperatures

2.2 RGext 对VTH 的影响

如果把VTH作为TSEP，需要研究其他参数对它的影响。由于VTH的测量点是在漏极电流导通的临界点上，因此可以排除漏极电流的影响；到达阈值电压的过程发生在SiC MOSFET 开通的t0～t1阶段，此时栅极电流主要向CGS充电，因此可以排除母线电压的影响（母线电压主要影响栅漏极电容CGD）；另外对于同一型号的SiC MOSFET，驱动板的驱动电源VGG往往是固定的，因此可以去除VGG的影响。与硅MOSFET 和IGBT 一样，外部驱动电阻RGext也会影响SiC MOSFET 的开关速度，为了观察RGext对VTH的影响，调整加热板温度为100 ℃，等待较长时间后，使结温等于设定温度，负载电流为100 A，在RGext分别为1.5 Ω、6.2 Ω 和10.0 Ω 下进行双脉冲实验。栅极电压VGS的波形如图（6）所示。从图中可知，随着RGext的增大，栅极电压上升到驱动电压VGGON的时间变长，VTH测量点的时间也变长（测量点是漏极电流IDS开始导通的时间点），这是因为RGext的增加，导致VGG的RC 电路时间常数变大。另外，从图中可知，驱动电阻太小，VGS的振荡变大，不利于阈值电压的测量。对于同一个SiC MOSFET 驱动模块，RGext往往是固定的，为了消除该电阻对VTH的影响，需要选用精度高和温漂小的电阻，同时阻值不宜过小。综上所述，相对于其他TSEP 测结温，阈值电压VTH仅受到低压侧栅极电路（RGext）的影响，这有利于应用到不同工况下时不需要校正参数。

图6 不同电阻下的VGS 波形Fig.6 Waveforms of VGS under different resistances

3 基于准阈值电压获取结温的方法

基于VTH在线结温检测的主要挑战在于开通瞬态时对VGS的采样，由于VGS具有非常快的上升时间，因此需要快速获取该值。由于阈值电压是漏极电流导通的最小栅极电压，直接去测量时间点时不好把握，因此本文提出一种准阈值电压测量方法，由图（3）可知，SiC MOSFET 的辅助开尔文源极S'和源极S 之间存在寄生电感LS，当SiC MOSFET开始导通漏极电流时会在LS上产生感应电压VS'S=LS（diDS/dt），该电压可作为VGS采样的触发条件。由于模拟器件获取数据是有延迟的，此时获取的VGS不是真正的阈值电压，故称为准阈值电压VTH-pre。把该方法融入到驱动模块里，结合基于CPLD 的栅极智能驱动器，其测量电路如图7 所示。由图中可知，在SiC MOSFET的开通瞬态，当VS’S大于参考值Vref时触发比较器，比较器信号T0传输到CPLD，CPLD 此时获取ADC 采样芯片采集的VGS，再通过查表运算（实验前，需把校正好的结温与VTH-pre的线性关系存储到CPLD 里）实时获取结温。

图7 基于VTH 的结温提取电路Fig.7 Junction temperature extraction circuit based on VTH

图8 为在结温100 ℃、RGext=10 Ω 时，SiC MOSFET 开通瞬态的栅极电压VGS、漏极电压VDS、漏极电流IDS和触发信号T0波形。从图中可见，当IDS开始增加时，触发比较器，给CPLD 一个高电平信号，此时CPLD 获取由模数转换器ADC（analog-digital converter）提供的VGS。为了减少时间延迟，实验所用比较器为高速高精度比较器，ADC 采集模块为12位模数转换器。

图8 提取电路中各参数波形Fig.8 Waveforms of each parameter in the extraction circuit

为了进一步验证该方法提取结温的可行性，在不同温度下对SiC MOSFET 进行双脉冲实验，表1显示了测量电路提取的温度与加热板的温度。从表中可知准阈值电压与结温的分辨率约为-9.2 mV/℃，最大测量误差不超过5 ℃，误差产生的原因主要是因为比较器触发有一定延迟，为了提高准确率可选用精度更高的比较器，同时对延迟进行数据补偿。

表1 测量电路提取温度与结温对比Tab.1 Comparison between temperature extracted by the measurement circuit and junction temperature comparison

对于不带辅助源极的小电流SiC MOSFET 模块，触发条件可以采用CPLD 内部计数来代替比较器，CPLD 获取开通指令后延迟固定时间tx。tx可以通过多次离线实验由示波器获取，由式（1）可知，RGext影响开通瞬态时VGS到达阈值电压的时间，因此这种方法需选用精度高、温漂小的RGext。以上显示了基于准阈值电压测SiC MOSFET 结温方法是可行性。

4 结语

SiC MOSFET 开通瞬态的阈值电压随着温度的增加而减少，与温度有良好的线性关系，由于阈值电压是在SiC MOSFET 漏极电流IDS导通的临界点时测量的，因此受到负载电流变化、导通后噪声干扰和自热的影响较少，可以作为优秀的热敏感电参数来测量结温。实际应用时，该方法很容易融入到栅极智能驱动模块里，利用开通时寄生电感LS的感应电压或CPLD 内部计数延迟作为测量准阈值电压的触发条件，实验证实了该方法的可行性，具有一定的工程应用价值。未来着重于校正准阈值电压与结温的线性关系，去除双脉冲实验自热的影响，提高结温提取的准确率。