单管逆变拓扑结构感应加热电源IGBT 保护系统研究

管兴勇，李 敬，沈海兵

（杭州老板电器股份有限公司电控部，杭州 311000）

电磁感应加热在工业、商业、民用领域都已成为一种主流技术，根据电路拓扑和负载结构，其逆变系统可分为：全桥并联逆变[1]、全桥串联逆变[2]、半桥串联逆变[3]和单管并联逆变[4]。其中，单管并联逆变拓扑结构感应加热系统只有一个IGBT，而IGBT 驱动无需隔离，电路简单，整机成本低，维护简单。该电路已普遍应用于商用和家用产品，如电磁灶、IH 饭煲等，单管逆变系统已广泛应用在功率小于8 kW 的中小功率工业热处理、炒茶机等工业领域。

1 单管并联逆变拓扑结构感应加热系统准谐振电路

单管逆变拓扑结构感应加热系统准谐振系统回路的等效电路如图1 所示。

图1 准谐振回路等效电路Fig.1 Equivalent circuit of quasi-resonant loop

理想条件下工作波形如图2 所示。工作过程可以分为如图3 所示的4 个状态：t0～t1时段，IGBT 导通，系统从电源吸收能量，线盘电感L 储能阶段；t1～t2时段，LC 谐振状态，包含正向和反向振荡2 种状态（t1～t1a时段和t1a～t2时段）；t2～t3时段，线盘电感L向直流端udc回馈能量阶段。

图2 理想条件工作波形Fig.2 Working waveforms in ideal condition

图3 各阶段电流走向Fig.3 Direction of current at every stage

（1）t0～t1时段：电源向系统输出能量，电感L 储能[5]阶段：电流经L、R 支路，流过IGBT 的电流is与流过L 的电流iL相等，iL按照指数规律单调增加。在iL流过R 的过程中形成了功率输出，流过线盘电感L 的过程中储存了能量。到达t1时刻时，IGBT关断，iL达到最大值。

（2）t1～t2时段：LC 谐振[6]阶段，MCU 控制IGBT关断之后，uC和iL呈现衰减的正弦振荡，部分能量在振荡过程中消耗在电阻R 上，即被加热金属产生涡流，吸收能量被加热。在t1a时刻，iL=0，L 储存的能量释放完毕，uC达到最大值，IGBT 上的电压uCe也达到最大值。从t1a时刻起开始反向振荡，直至t2时刻。

经实际测试，在正常工作情况（负载正常，电网电压正常），最大功率工作模式，IGBT 上电压uCe会达到输入电压的3.5 倍左右，即1 100 V～1 200 V。

（3）t2～t3时段：线盘电感L 向直流端udc回馈能量，处于放电阶段。当达到t2时刻，IGBT 集射极电压达到0 V，便开始进入回馈能量阶段，线盘电感L中的剩余能量，一部分消耗在R 上，一部分通过阻尼二极管续流返回电源；在t3时刻，iL=0，储存在线盘电感L 中的能量释放完毕，二极管自然阻断。此时，MCU 已经提前触发IGBT，IGBT 为零电压开通，即实现了ZVS 软开通[7]，在电源udc的激励下，重复t0～t1时段的过程。

2 单管并联逆变拓扑结构感应加热系统IGBT 失效模式及现有保护方案

2.1 单管并联逆变拓扑结构感应加热系统IGBT主要失效模式[8-9]

系统工作在大功率准谐振模式时，在电网因异常情况发生波动如电路容性负载的瞬间接入和断开，大功率感性负载如载重机启动等，电路各处波形如图4 所示。

图4 大功率工作模式电路波形Fig.4 Circuit waveforms in high-power working mode

当电网发生容性负载瞬间接入和断开的情况下，逆变输入侧电压udc首先下降，然后上升。在上升阶段，若系统中MCU 控制单元没有检测到保护信号，IGBT 驱动uge会维持之前的开通时间，这时由于输入电压上升，相同的IGBT 开通时间内IGBT电流上升，从而导致关断时IGBT 极电压uCe上升。

IGBT 关断后，电感开始释放能量。若正常工作时，IGBT 承受的峰值电压uCe为1 100 V（缓慢变化的电压条件下，反压限制电路可将反压控制在1 200 V 以内），则当输入电压uCe升高时，在IGBT 导通宽度不变的情况下，IGBT 承受的峰值电压uCe可达1 600 V 以上。对于Infineon H20R1353 型号的IGBT，其承受的峰值电压在1 500～1 550 V 左右，这时IGBT 会因为电压过高而直接击穿，IGBT 集躲极击穿波形图5 所示。

图5 IGBT 集射极击穿波形Fig.5 IGBT collector emitter breakdown waveform

综上所述，在IGBT 开通阶段，因电网突变，若MCU 控制单元未检测到保护信号而依然维持原来的振荡，即IGBT 开通时间保持不变，在输入电压变化的下一个振荡周期，流过IGBT 电流增大并不会损坏IGBT，但此时振荡产生的高电压会使IGBT 因电压击穿而损坏，所以电压击穿损坏是IGBT 损坏的一个重要原因。

2.2 现有浪涌保护系统

现有电压浪涌保护电路是通过监测电网电压的变化，可较为灵敏地捕获电压浪涌信号，但在特殊电网条件下（如大型工业区、存在很多机械设备，这些设备启动电流非常大，且是感性负载，容易对电网产生干扰）非常容易误触发，造成系统的频繁保护，产生间歇加热现象而无法正常工作。电压浪涌电路原理如图6 所示。

图6 电压浪涌保护电路Fig.6 Voltage surge protection circuit

在正常状态下，由于电网电压是变化相对缓慢的变量，电容C1可以等效为开路，在理想正弦波工频电压条件下，保护系统不会动作。但如果电网电压发生突变（假设上升时间为0），假设突变量为Δudc，该突变的电压会通过电容C1直接耦合至V1点，V1点电压u1瞬间上升，超过MCU 内部比较器基准Vref，MCU 进入中断处理，停止IGBT 驱动输出，暂时停机保护系统，待浪涌信号消失后再延迟启动。保护系统能实施监测电网变化，产生停机保护。

但电压浪涌保护系统也存在缺点，即对电网干扰非常敏感，即使是2 μF 的电容冲击，都会使系统产生频繁的误触发而发生间歇加热现象。2 μF 电容冲击模型是模拟电网正常干扰时波形，这种情况是经常发生的，若这种状态下，系统也经常产生保护，在有些地区，设备就会经常间歇加热而影响到用户体验。

综上所述，电压浪涌保护系统是实时监测电网电压变化[10]，能及时对突变产生反应，在电网发生浪涌、大容量容性负载冲击等危险情况下能及时做出保护。但在正常的电网干扰情况下（如2 μF 电容负载冲击），电压浪涌保护电路也会频繁动作，进而停机保护，产生间歇加热现象。

3 IGBT 过电压保护方案设计

3.1 阶梯式两级保护方案原理

由第2.2 节现有浪涌保护方案分析，在单管并联逆变拓扑结构逆变系统中，电压浪涌保护方案监测电压波形，电网出现干扰时，实现停机保护，但此方案很难在可靠性和体验上达到平衡。

现对方案原理进行框架设计，依然采用电压浪涌保护方案为原理基础，但可针对不同电压变化信号，进行阶梯性的保护措施[5]：即对电压变动幅度比较小的电压突变信号，采用减小IGBT 开通脉冲宽度方法，实现不停机保护；而对电压突变幅度比较大的信号，采用暂时关断IGBT，实现暂时停机保护。

分级保护电路根据电压突变信号幅度及变化率，针对危害较小的干扰信号（如5 μF 以下电容冲击），采取瞬时降低功率措施；而对于危害较大的浪涌干扰，则采取暂时停机保护的措施。此方案一方面可以避免因电网正常干扰时保护电路频繁动作而导致间歇加热问题，另一方面对于危害较大的浪涌可实现可靠保护。

3.2 阶梯式两级IGBT 保护方案软硬件设计及系统调试验证

两级保护方案硬件电路原理如图7 所示。图7中，MCU 内部集成2 路比较器，其参考电压Vref1设置为3.5 V，参考电压Vref2设置为1 V。

图7 两级保护方案硬件电路原理Fig.7 Schematic of hardware circuit under two-stage protection scheme

对于静态信号udc，C1可看作开路；对于快速变化的信号Δudc，则C1可看作短路，则V1点电压u1为

根据式（1）电网电压为正常状态220 V 时，udc最大为311 V，u1点最大电压为2.3 V，未达到第1保护级的保护点电压；当电网电压为280 V 时，u2最大电压为2.93 V，也未达到第1 保护级的保护点电压。同理，则V2点电压u2为

根据式（2）电网电压为220 V 正常状态时，u2最大为0.43 V，未达到第2 保护级的保护点电压；当电网电压为280 V 时，u2最大电压为0.55 V，离保护值也比较远。

假设静态电压不发生突变，要使第1 比较器动作，udc电压应达到472 V；要使第2 比较器动作，udc电压应达到715.3 V，所以在逻辑上，第1 比较器要比第2 比较器先动作。

在正常情况下，保护电路不会动作。在电网电压发生突变的时候，保护系统工作流程为：第1 保护级监测V1点输入电压，当V1点电压超过第1 比较器Vref1基准值时，第1 比较器翻转，MCU 控制单元监测到翻转信号，MCU 进入中断，将IGBT 开通时间缩短，并维持20 ms 小功率加热，如在此期间未检测到中断信号，IGBT 输出脉冲逐渐增加至正常值，开始正常加热。从宏观上看，20 ms 小功率加热对总体功率不会产生太大影响。第2 保护级监测V2点输入电压，当V2点电压超过第2 比较器Vref2基准值时，第2 比较器翻转，MCU 控制单元监测到翻转信号，MCU 进入中断，暂时关断IGBT 驱动，停止功率输出，3 s 后，若未监测到中断信号，重新开机，步入正常加热状态。

4 试验测试

4.1 雷击浪涌测试结果

浪涌发生时IGBT 集射极电压波形如图8 所示。图8 中浪涌电压为1 200 V，且浪涌发生在最不利状态情况下，IGBT 集射极电压低于1.45 kV。

图8 1 200 V IGBT 导通阶段加入电压浪涌Fig.8 Voltage surge occurring at 1 200 V IGBT conduction stage

浪涌冲击电压为250～1 200 V，浪涌情况下IGBT 集射极峰值电压见表1，其中1#～8#分别表示共进行8 次浪涌测试时IGBT 极峰值电压。当浪涌发生时，浪涌电压超过350 V，使第2 比较器发生动作，从而暂时停机保护；浪涌电压低于350 V，仅第1 比较器动作，实现不停机保护。从表1 可以看出，两级阶梯式电压保护系统，对于雷击浪涌，可将IGBT 极电压控制在1.45 kV 以内，实现可靠保护。

表1 250～1 200 V 浪涌测试结果Tab.1 250～1 200 V surge test result

4.2 电容冲击测试总结果

对于电容冲击，冲击电容在5 μF 以内，相对不灵敏的第2 比较器，基本不会发生动作；而较为灵敏的第1 比较器实现翻转，触发MCU 中断，缩短IGBT 导通宽度，实现不停机连续加热，测试波形如图9 所示。

图9 5 μF 以内电容冲击不停机保护Fig.9 Non-stop protection against capacitance impact of less than 5 μF

若电容大于10 μF，则在恶劣情况下（如浪涌发生在交流输入端的90°、270°相位），则第2 比较器发生翻转实现停机保护。两级保护方案在2～20 μF 电容冲击时，保护记录见表2。两级保护方案可实现2 μF 电容冲击不停机保护，5 μF 冲击电容冲击偶尔停机保护，20 μF 电容冲击比较灵敏保护。相比现有一级电压浪涌保护方案改善明显。

表2 2～20 μF 电容冲击保护记录Tab.2 Protection record of capacitance impact in the range of 2～20 μF

综上，两级保护电路的第2 比较器对上升幅度大且上升速度很快的雷击浪涌干扰比较敏感，可以及时实现停机保护，避免IGBT 损坏；而对于电压突变时上升速度比较慢的电容性冲击干扰，第1 比较器相对敏感，第2 比较器相对不敏感，从而实现暂时降低功率而实现不停机保护。所以两级保护方案比单纯的电压浪涌保护方案更适应目前国内比较复杂的电网特性。

5 结语

本文对国内目前电网条件进行分析，并用电容冲击和浪涌冲击两种比较典型的模型对干扰进行了详细的测试和分析。电容冲击的特点是：冲击时电压先下降后上升，且上升斜率相对缓慢，电压突变幅度相对较低，冲击能量相对较小，但发生频率比较高。浪涌冲击的特点是：冲击时电压直接叠加在交流输入端，电压迅速上升，电压突变幅度较大，冲击能量大。

针对单管并联逆变准谐振电路的特点，本文设计了两级阶梯式保护方案及其硬件和软件，最后进行了测试验证。两级阶梯式电压保护方案是一种超前的保护，MCU 根据干扰电压幅度和上升速度，依次触发第一保护级和第二保护级。对于弱干扰，仅第一保护级动作，暂时缩短之后振荡周期的IGBT开通时间，实现短时间小功率不间断连续加热；大容量电容冲击或浪涌冲击情况下，第二保护级动作，暂停功率输出，实现更可靠停机保护。两级阶梯式保护方案在保证可靠性的前提下减少停机保护次数，提升了系统的电网适应性。