基于IGBT 的宽范围线性功率放大技术

陈柏超，高 伟，陈耀军

（武汉大学电气与自动化学院，武汉 430072）

线性功率放大技术在传统的功率变换领域占据着重要的地位，近年来因其效率低、体积大等缺点已逐渐被开关型功率放大器所取代。脉冲宽度调制PWM（pulse width modulation）开关变换器电路结构简单、效率高，但是其输出实质上是离散的脉冲矩形波，须加入额外的滤波环节滤除含量丰富的谐波，此外其控制策略及优化算法较为复杂，且半导体开关器件的高频开关过程还会带来电磁辐射[1-2]。线性功率放大器具有高工作带宽、电压波形正弦度高、多类负载适应性和鲁棒性强的优点，可以很好地实现对输入信号的功率放大，故在对电磁干扰敏感、追求宽带带宽等场合下，线性功率放大器仍然无可替代[3-4]。

传统的线性功率放大器LPA（linear power amplifier）一般由三极管或场效应管电路构成，受电路结构和器件参数所限，无法达到高效率、较大电流输出的目的。文献[5-6]提出了大量三极管组成的互补对称并联输出的桥式推挽型结构，通过增加三极管的数量提升LPA 的电流输出能力，但在理想情况下最高效率仅为78.5%；文献[7-9]提出了一种二极管箝位型自动切换供电电平的多级线性功率放大器，通过为其中的单级功率放大模块提供多电平从而分段线性输出，降低了每一级MOSFET 管压降，有效提升了效率。该LPA 中单级功率放大模块处于单独直流电平供电、低压大电流输出的状态，功率管工作在临界饱和、偏线性侧，若用IGBT 代替MOS 管，便能以较简单的结构实现更大功率的输出。IGBT 的类别中没有P 沟道管，传统的复合P 管中由于内部IGBT 开启电压与输出构成回路的原因，使得单级功率放大模块的直流电平利用率下降。

为进一步提高多电平分级逐段线性放大器中单级功率放大模块的直流供电电平利用率，本文提出一种基于IGBT 的宽范围线性功率放大器。为此，提出一种低压差大电流复合P 沟道IGBT 功率管结构，通过构造P 沟道IGBT 与N 沟道IGBT 组成互补对管实现推挽式功率输出，并设计一种基于IGBT 的线性功率放大器IGBT-LPA 拓扑，最后对其进行实验验证。

1 低压差P-IGBT 结构及原理分析

1.1 传统P-IGBT 结构

传统P-IGBT 及功率放大电路如图1 所示。高电压、大电流的P 沟道功率管通常由PNP 型三极管（或P 沟道MOSFET）与标准N 型功率管复合而成，复合管的导电类型由前管确定，后管决定其输出特性。按照此方案构造的大功率P-IGBT 的电路如图1（a）所示，在此种复合方式下，前级三极管T1确定电流的方向，从而控制加在后级IGBT 管T2栅极电压，当T2的栅极-发射极电压UGE大于开启电压UGE（th）时，IGBT 处于线性工作区而线性导通。

使用该复合管构成单电源功率放大器的电路如图1（b）所示，由于前级三极管T1的存在，电路的输出与直流电压输入部分构成2 个电流回路，输出电压与直流电压之间始终存在如下关系

式中：vo为输出电压；Vcc为直流供电压；vce2为IGBT的集电极-发射极电压；vec1为三极管的集电极-发射极电压；vGE2为T2管的栅极-发射极电压。由式（1）可知，vo不仅与vce2有关，而且还受限于vec1与vGE2。当输入电压vi的幅值逼近直流供电电压Vcc时，由于T2管的vGE2（线性导通时约为7～8 V）的限制使该管无法工作于临界饱和、偏线性侧，即P-IGBT 的线性区变窄。而输出电压vo无法准确跟踪输入电压信号，其幅值与直流电压会存在较大压差，从而使得输出电压的动态范围减小，直流电压的利用率下降。

图1 传统P-IGBT 及功率放大电路Fig.1 Traditional P-IGBT and power amplification circuit

若将传统P-IGBT 结构用于二极管箝位型的多电平多级线性功率放大器[7]，得到的两级线性放大器拓扑如图2（a）所示，图中E1=E'1，E2=E'2，该放大器由串联的直流电源、箝位二极管和串联的4 对互补N沟道与P 沟道IGBT 功率管构成。若vo是幅值为E1＋E2的正弦波形，IGBT 的工作状态如图2（b）所示，黑色区域表示相应的IGBT 处于饱和导通状态，阴影区域表示其处于线性放大导通状态，白色区域表示其处于正向阻断状态。可知在输出电压较低时，采用较低的直流电平E2供电，随着输出电压的升高，直流电源也自动切换到较高的电平E1＋E2供电。通过减小输出电压与直流供电电平之间的差值，便降低了功率放大器能量传输过程中的损耗，从而有效提升了线性功率放大的效率。理论上分析该二级线性放大功率放大器的工作效率可达84.2%，但由于传统P-IGBT 集电极-发射极电压vce2的高压差特性，使得为了输出同样波形的电压，同时抬升两级直流供电电平，而实际利用率仅为77.1%。

图2 二极管箝位型线性功率放大器Fig.2 Diode-clamped linear power amplifier

1.2 低压差P-IGBT 结构

P 沟道复合管传统的构造原则，即PNP 型三极管的集电极、发射极分别接至IGBT 的栅极、集电极，为形成低压差P-IGBT 结构，在此基础之上，阻断三极管的集电极与IGBT 栅极的直接连接，通过增加两级三极管放大环节，从而达到控制IGBT 栅极-发射极电压的目的。

图3 为低压差P-IGBT 复合管电路，图中，T1为普通高压PNP 型三极管，T2、T3为普通NPN 型三极管，T4为大功率标准IGBT 晶体管。当三极管T1满足线性导通条件时，流过T1集电极的电流通过系列三极管的放大环节转换为电压，最终加在T4的栅极，T3的输出作为最终的栅极-发射极电压，从而控制内部IGBT 的导通状态。T1的基极、发射极为P-IGBT 的栅极、发射极，T4的发射极为P-IGBT 的集电极。

图3 低压差P-IGBT 结构Fig.3 Low voltage drop P-IGBT structure

由于切断了PNP 型三极管与IGBT 的直接联系回路，则输出电压为

式中：vce4为三极管T4的集电极-发射极电压；vec1为三极管T1的发射极-集电极电压；vR1为电阻R1两端的电压；vbe2为三极管T2的基极-发射极电压。此时IGBT 的集电极-发射极电压vce4的最小值可以降低至1.8 V 左右，从而有效恢复了P-IGBT 晶体管的线性区，提高了其线性功率放大的动态范围。

1.3 功率放大原理分析

仅使用P-IGBT 组成单电源功率放大器时，虽然输入信号的上半周波形会被削掉，但有助于单独研究新型结构的功率放大性能。P-IGBT 复合管构成的单电源功率放大器结构如图4 所示，输入信号与输出的参考电位相同，正弦信号由T1管的基极输入，由发射极输出，输出对输入的跟随效果体现在T1管上。T1管具有电压比较器的作用，接收输入信号与反馈至此的输出电压信号，得到的误差信号ve控制IGBT 的导通状态。为分析该等效P-IGBT 的输出特性，调整电路到合适的静态工作点，建立该电路的交流小信号模型，如图5 所示。

根据图5 可以得到误差信号ve的表达式为

图4 单电源功率放大器（低压差P-IGBT）Fig.4 Single supply power amplifier（low voltage drop P-IGBT）

图5 交流小信号模型Fig.5 AC small-signal model

式中：ib1为三极管T1的基极电流；Rg为三极管T1的基极串联电阻；rbe1为三极管T1的输出端交流短路时的输入电阻。进一步推导可得出误差信号ve控制栅极-发射极电压vGE的公式，即

式中：β1、β2、β3分别为三极管T1、T2、T3的共发射极交流电流放大系数；rbe3为三极管T3的输出端交流短路时的输入电阻；R2、R3、R4分别为电阻。进而得到误差信号ve对集电极电流ic的控制特性。该PIGBT 位于放大区的转移特性方程为

式中：Kn为电导常数；VT为开启电压。由式（6）可知，ic与ve是二次函数的关系，具有较好的线情度。

2 IGBT-LPA 结构分析

参照P-IGBT 的电路结构，构造出特性参数完全对称的异型功率管N-IGBT，所提IGBT-LPA 的拓扑如图6 所示。供电电源分别为正、负电平（+Vcc、-Vcc），上管N-IGBT 和下管P-IGBT 的栅极和发射极相互连接在一起，信号从栅极输入，从射极输出，从而构成双电源互补对称功率放大电路。在静态时两管不导电，而在有信号输入时，N-IGBT 和P-IGBT 二者轮流导电，实现推挽式线性功率放大。

图6 IGBT-LPA 拓扑Fig.6 IGBT-LPA topology

以T4、T8为主电路的核心功率器件，其他器件组成的电路可以理解成驱动其具有P 型、N 型功率管特性的控制电路，那么就可以得到双电源互补对称功率放大器的控制框图，如图7 所示。vo（s）为输出电压，其经过反馈环节与输入信号vi（s）进行比较，其误差信号送至信号传递环节。由于信号传递环节与功率放大器不共地，其传递的信号仅用于驱动T4（T8）使之工作于线性状态，故需要独立的直流电源为此环节供电。信号传递部分由两级放大环节构成，由于误差信号具有一定的动态变化范围，为了保证其与确定的栅极电压间具有合适的增益，需要在放大环节K1（T2或T6晶体管）的基础上加入放大环节K2（T3或T7晶体管）进行增益匹配，K2环节的输出作为栅极-发射极电压vGE。G（s）是工作于线性区的IGBT 的电压传递函数，其等于集电极输出与栅极-发射极电压的比值，经过此环节便得到最终的功率输出。

图7 控制框图Fig.7 Control block diagram

根据控制框图便得到输出电压vo（s）为

式中，K1、K2为对应放大环节的比例系数。由式（7）可知，输出电压vo（s）仅是参考信号vi（s）的函数，且传递函数的增益幅值约等于1，故输出可以精准地跟踪输入信号，从而实现功率放大。

3 实验验证

为了验证拓扑结构和理论研究的正确性，搭建实验样机进行验证，电路参数为：直流供电电压Vcc=100 V，输入正弦信号幅值为vi=98 V，频率为fi=50 Hz，负载电阻RL=8.1 Ω，高压PNP 型三极管的型号为2SA1968，普通PNP 型三极管的型号为2SA1013，高压NPN 型三极管的型号为BUT11A，普通NPN 型三极管的型号为2SC2328，标准IGBT的型号为FF200R12KT4。图8 是由FPGA 产生且经过多级电压放大的正弦波输入信号，经傅里叶分析得到的总谐波失真THD（total harmonic distortion）为0.23%，近乎理想正弦波。

图8 输入信号波形Fig.8 Waveform of input signal

图9 为P-IGBT 功率管构成的单电源LPA 栅极-发射极电压vGE、输出电压vo的波形，其中图9（a）中的功率管为传统P-IGBT，图9（b）中的功率管为低压差P-IGBT，对比可知在输入信号瞬时值逼近供电电压Vcc时，传统功率管结构的输出已经无法瞬态跟踪输入信号而出现削顶的现象，峰值为-91.3 V，为保证输出波形不出现失真，须提高直流供电电压，此时直流电平利用率为72.6%。低压差功率管的输出可以较好地复现输入信号的下半周波形，可见低压差P-IGBT 对直流电压的利用率更高，经计算为76.3%。对比图9（a）、图9（b）栅极-发射极电压vGE波形发现，2 种P-IGBT 结构用于LPA时皆可以实现对内部标准IGBT 导通状态的控制，无信号输入时二者的静态vGE值几乎相等，有信号输入时，后者的vGE值略大于前者，线性导通状态更接近临界饱和。

图9 2 种P-IGBT 构成的单电源LPA 的实验波形Fig.9 Experimental waveforms of single power LPA from two P-IGBTs

图10 为IGBT-LPA 输出电压vo和输出电流io的波形，图10（a）中vo是频率为50 Hz、幅值为97.2 V 的正弦波，THD=0.98%，io的幅值为11.8 A，二者相位一致，可见IGBT-LPA 拓扑可不失真地实现线性功率放大。为考量IGBT-LPA 的频率响应特性，在输入正弦信号情况下，逐渐改变输入信号的频率，当输入信号的频率为500 Hz 时，输出电压、电流波形如图10（b）所示，此时电压幅度略微变小，无明显线性失真。

图10 IGBT-LPA 输出电压、输出电流波形Fig.10 Waveforms of output voltage and output current from IGBT-LPA

低压差P-IGBT 结构用于二极管箝位型的多电平多级线性功率放大器，得到两级线性放大器的输出电压vo和输出电流io波形，如图11 所示，可见二者仍保持较高的正弦度。表1 给出了2 种P-IGBT结构的直流电平利用率比较结果，可见计算得到该放大器的直流供电电平利用率为82.8%，高于传统结构的利用率；两级功率放大器结构对直流电压的利用率提升效果更为明显。

图11 两级IGBT-LPA 输出电压、电流Fig.11 Output voltage and current from two-level IGBT-LPA

表1 2 种P-IGBT 结构的直流电平利用率比较Tab.1 Comparison of DC level utilization ratio between two P-IGBT structures

4 结语

本文分析了传统复合P 沟道功率管的构成方式，指出复合管中标准IGBT 的开启电压是导致输出电压动态范围变小的原因，提出了一种低压差大电流复合P 沟道IGBT 功率管结构，通过对比研究可知，该结构的线性工作区不发生变化。利用该新型IGBT 结构提出了一种IGBT-LPA 拓扑，理论分析知其直流电平利用率较高，实验结果表明该拓扑可不失真地实现较大动态范围的功率放大。该技术应用于LPA 多电平逐段线性化领域可进一步提升效率。