超级电容储能的高性能集成三端口变换器设计及仿真模拟

2021-05-26王喜亮崔文峰童克锋陈雪龙乔志军阮殿波

储能科学与技术 2021年3期

王喜亮，崔文峰，童克锋，陈雪龙，乔志军，阮殿波

(1宁波市江北九方和荣电气有限公司，浙江宁波315000；2宁波中车新能源科技有限公司，浙江宁波315111；3宁波大学，浙江宁波315211)

超级电容由于具有功率密度高、充放电能力强、循环使用寿命长等优点，在轨道交通、可再生能源、微网储能等重要领域得到了广泛应用[1-6]。当系统提供的输入功率或所需的输出功率出现波动时，通过超级电容的快速充放电，可有效提高整体能量利用率及系统稳定性[7-8]。为实时控制超级电容的充放电状态，需要通过电力电子变换器将其与输入/输出端口相连以调节功率传输的方向和大小。

由于超级电容储能端口的能量在工作时要不断地进行存储和释放，因此通常需在系统中引入双向直流变换器来实现能量的双向流动[9-14]。目前，应用较广泛的电路包括双向Buck/Boost 变换器、双向Cuk 变换器等。如文献[11]将非隔离型双向Buck/Boost变换器应用于城轨交通领域，轨道车辆在制动时可以通过该变换器回收部分机械能至超级电容储能，而在车辆启动时又通过变换器将能量从超级电容储能回馈给电网，达到节约能源的目的。此外，为了减小储能端口的电流纹波，在传统的双向Buck/Boost变换器的基础上，文献[15]采用了两相交错并联连接方式，通过开关器件占空比的移相，储能端口两个电感的部分电流纹波将相互抵消；此外，文献[16-17]还对两相交错并联双向Buck/Boost变换器进行了改进，通过增加一个电容获得了更大的电压增益。除了减小储能端口的电流纹波外，输入端口的电流纹波也应该尽可能小。基于此，文献[18]提出了一种交错式三电平低纹波双向直流变换器，输入与储能端口均与电感相连，使得输入输出电流连续、纹波小。另一方面，由于超级电容在不断充放电的过程中，电压的变化范围大。针对这一特性，文献[19]提出了一种新颖的开关准Z源双向直流变换器，与传统双向直流变换器相比，在升压和降压过程中电压增益倍数分别提升了1/4和减小了1/5，有效拓宽了升降压比范围。

虽然通过上述两端口直流变换器可以有效地连接超级电容和输入端口，但是当超级电容向输出负载供电时能量至少需要经过两级变换器，将导致系统损耗大、效率低。该问题可通过在超级电容储能端口与输出负载端口之间额外添加一个变换器得以解决，但是由于所需元件多，系统的成本将增大。为了提高系统效率、降低系统成本，国内外学者[20-22]提出了三端口变换器并将其应用于包含储能单元的系统中，使得输入端口、储能端口和输出端口之间的功率变换都仅需经过一个变换器。结合超级电容的宽电压变化特性、小电流纹波要求，本工作提出了一种适用于超级电容储能的集成三端口变换器，通过共用双向Cuk变换器与boost-半桥变换器中的元件，变换器所需的元件少、成本低；不仅如此，三个端口之间的功率传递均仅需经过一级变换器，端口的电流均为连续、电流纹波小，超级电容储能端口相比于输入端口可实现升降压变换。

1 拓扑结构及工作原理

1.1 拓扑结构

本文提出的一种适用于超级电容储能的集成三端口变换器的具体拓扑结构如图1所示，输入端口Vi、超级电容储能端口SC 和输出端口Vo之间的功率传输均只需经过一个变换器，系统集成度高、所需元件少。其中，输入端口Vi和超级电容储能端口SC 对称连接，它们与输出端口Vo之间的等效电路均为集成boost+半桥变换器；端口Vi和端口SC 之间的等效电路为典型的双向Cuk变换器，可以实现升降压变比。此外，三个端口分别与电感Li、Lsc和Lo连接，因此端口的电流纹波小。

根据输入端口Vi与输出负载端口Vo之间的功率关系，该变换器共有4种工作模态。

图1 应用于超级电容储能的集成三端口变换器拓扑结构Fig.1 Proposed integrated three-port topology for supercapacitor energy storage

（1）模态1：当输入端口功率Pi大于输出负载端口功率Po时，输入端口Vi同时向输出负载端口Vo及超级电容SC 提供能量，超级电容SC 被充电。此时，电感Li和Lsc的电流平均值均大于零：ILi>0，ILsc>0；

（2）模态2：当输入端口功率Pi等于输出负载端口功率Po时，输入端口Vi仅向输出负载端口Vo提供能量，超级电容SC 既不充电也不放电。此时，ILi>0，ILsc=0；

（3）模态3：当输入端口功率Pi小于输出负载端口功率Po时，输入端口Vi及超级电容SC同时向输出负载端口Vo提供能量，超级电容SC 被放电。此时，ILi>0，ILsc<0；

（4）模态4：当输入端口功率Pi等于0 时，仅由超级电容SC向输出负载端口Vo提供能量，超级电容SC被放电。此时，ILi=0，ILsc<0；

在上述4种工作模态下，仅电流ILi和ILsc的大小或方向发生变化，如图2所示。所提出的变换器在这4种模态下的工作原理基本相似，具有良好的一致性。

图2 4种工作模态下电流iLi和iLsc的示意图Fig.2 iLi and iLsc under four working modes

1.2 工作原理分析

由于所提出的集成三端口变换器在不同模态下的工作原理基本相似，本节将以模态1为例对其工作原理进行详细说明。为方便分析，将变压器T1的励磁电感和漏感分别等效到原边，记为Lm和Lr，如图1 所示。在工作模态1 下，ILi>0，ILsc>0，对应的主要工作波形如图3 所示。其中，vgs1～vgs3分别为开关管S1～S3的驱动信号，在任意时刻都有且仅有两个开关管导通；iLi、iLsc和iLo分别为电感Li、Lsc和Lo的电流，ip和iLm分别为变压器原边电流和励磁电流，iD1和iD2分别为二极管D1和D2的电流。由于Lm较大，假设iLm基本不变。当忽略较短的开关过程时，变换器在一个开关周期内共有5种不同的换流阶段，它们的等效工作电路分别如图4～8所示。

图3 所提出变换器在模态1时的主要工作波形示意图Fig.3 The main working waveforms of the proposed converter during mode 1

（1）换流阶段1(ta～tb)：ta时刻前，开关管S2、S3导通、开关管S1关断，二极管D1反向偏置、二极管D2正向偏置。在ta时，关断开关管S2、开通开关管S1，二极管D1变成正向偏置，于是变压器T1的原副边绕组被短路，等效工作电路如图4 所示。在此模态，漏感Lr被充电，变压器原边电流ip迅速增大；电感Li被放电，电流iLi减小；电感Lsc被充电，电流iLsc增大；电感Lo被放电，电流iLo减小。它们的电流变化率如式(1)所示，其中Vi、Vo和Vsc分别为输入端口、输出负载端口和超级电容两端的电压，VC1、VCb分别为电容C1、Cb的电压。在本阶段，二极管电流iD1增大、iD2减小。

图4 换流阶段1下的等效电路图Fig.4 Equivalent circuit of interval(ta～tb)

（2）换流阶段2(tb～tc)：tb时，变压器原边电流ip增大至励磁电感电流iLm与电流iLo通过副边绕组NS1反馈至原边绕组Np的电流之和，二极管D2变成反向偏置，等效工作电路如图5 所示。电感Li保持被放电、Lsc保持被充电，电流iLi继续减小、iLsc继续增大；电感Lo被充电，电流iLo由减小变为增大；由于变压器绕组的电压不再为零，漏感Lr的充电电压降低，ip缓慢增大；它们的电流变化率如式(2)所示。

图5 换流阶段2下的等效电路图Fig.5 Equivalent circuit of interval(tb～tc)

（3）换流阶段3(tc～td)：tc时，开关管S3关断、开关管S2开通，则二极管D2变成正向偏置，于是变压器T1的原副边绕组再次被短路，等效工作电路如图6所示。由于S2开通，此时漏感Lr被放电，变压器原边电流ip迅速减小；在此模态，电感Li保持被放电，电流iLi减小；Lsc也被放电，电流iLsc减小；电感Lo被放电，电流iLo减小，它们的电流变化率如式(3)所示。在本阶段，二极管电流iD1减小、iD2增大。

图6 换流阶段3下的等效电路图Fig.6 Equivalent circuit of interval(tc～td)

（4）换流阶段4(td～te)：td时，变压器原边电流ip减小至励磁电感电流iLm与电流iLo通过副边绕组NS2反馈至原边绕组Np的电流之差，二极管D1变成反向偏置，等效工作电路如图7所示。由于变压器绕组的电压不再为零，漏感Lr的放电电压降低，ip缓慢减小。在本模态，电感Li保持被放电，电流iLi减小；Lsc保持被放电，电流iLsc减小；电感Lo被放电，电流iLo减小。它们的电流变化率如式(4)所示。

图7 换流阶段4下的等效电路图Fig.7 Equivalent circuit of interval(td～te)

（5）换流阶段5(te～tf)：te时，开关管S1关断、开关管S3开通，等效工作电路如图8所示。在本模态，ip和iLo的变化趋势不变；电感Li被充电，电流iLi增大；Lsc被充电，电流iLsc增大。它们的电流变化率如式(5)所示。在tf时刻，开关管S2关断，一个开关周期结束。

图8 换流阶段5下的等效电路图Fig 8. Equivalent circuit of interval(te～tf)

2 特性分析

2.1 电压增益

由于换流阶段1、3相比于其他换流阶段较短，为方便分析将其忽略。根据上述工作原理介绍可知：当开关管S3导通时，Lsc被VC1-Vsc充电；当开关管S3关断时，Lsc被-Vsc充电。当开关管S1导通时，Li被Vi-VC1放电；当开关管S1关断时，Li被Vi充电。当开关管S2导通时，Lo被NS2VCb/Np-Vo充电；当开关管S2关断时，Lo被NS1(VC1-VCb)/Np-Vo放电。根据磁平衡原则可知，电感电压在一个开关周期内的平均值为零。因此，可得Vsc、Vi、Vo与VC1之间的关系，如式(6)所示，其中DS1、DS2、DS3分别为开关管S1、S2、S3的占空比。此外，变压器的绕组电压在一个开关周期内的平均值也为零，因此可进一步求得VCb与VC1之间的关系，如式(7)所示

由于任意时刻开关管S1、S2、S3中都有两个为导通状态，可得

由式(6)～(8)可进一步求得不同端口电压Vi、Vo和Vsc之间的电压增益，如式(9)所示。

由式(9)可知，通过控制占空比DS1和DS3，可自由调节Vi、Vo和Vsc之间的电压关系，而且Vsc可以大于或小于Vi，适用于电压变化范围宽的超级电容端口。图9 给出了在表1 系统参数下，DS1、DS3随Vsc/Vi变化的关系曲线，随着Vsc/Vi的增大，DS1将减小、DS3将增大。

图9 DS1、DS3随Vsc/Vi变化的关系曲线Fig.9 Relationship between DS1,DS3 and Vsc/Vi

表1 系统主要仿真参数Table 1 Main simulation parameters of the system

2.2 电压电流应力

由图2 可知，电感电流的Li、Lsc和Lo的电流平均值分别等于端口Vi、Vsc和Vo的平均电流；另一方面，根据上述原理分析中电感的充放电情况，求得它们的纹波电流如式(10)所示。由于流经电容Cb的电流在一个开关周期内的平均值必须为零，可进一步求得励磁电流与电感电流ILo的关系，如式(11)所示。

根据图1变换器拓扑结构可知，开关管S1～S3在关断时均会被电容C1钳位，因此它们的关断电压为VC1。在换流阶段2，开关管S1、S3同时导通，它们的电流分别为ip-iLi和ip+iLsc，且此时ip=iLm+NS1iLo/Np；在换流阶段4，开关管S1、S2同时导通，它们的电流分别为-iLi-iLsc和-ip-iLsc，且此时ip=iLm-NS2iLo/Np；在换流阶段5，开关管S2、S3同时导通，它们的电流分别为-ip+iLi和iLi+iLsc，且此时ip=iLm-NS2iLo/Np。当忽略电流纹波时，求得开关管S1～S3的电流有效值分别如式(12)所示。另一方面，二极管D1在换流阶段1～3 导通、在换流阶段4～5 关断，它的关断电压为(NS1+NS2)VCb/Np、电流平均值为(1-DS2)ILo；同理，二极管D2在换流阶段2关断、在其他换流阶段导通，它的关断电压为(NS1+NS2)(VC1-VCb)/Np、电流平均值为DS2ILo。

3 仿真验证

为了验证提出的三端口变换器的有效性，本节通过搭建仿真模型对其进行验证，系统主要的仿真参数如表1所示。

图10 和图11 分别给出了在Vsc=300 V 和Vsc=500 V两种电压情况下的开关管S1～S3的驱动信号vgs1～vgs3、三个端口的电压vi、vsc、vo、变压器原边电流ip和二极管电流iD1～iD2的波形。由仿真结果可知，在两种情况下所提出的变换器均能正常工作，而且通过调节vgs1～vgs3的占空比，可以实现超级电容储能端口相对输入端口的升降压变换。

图10 Vsc=300 V下部分工作波形图Fig.10 The partial working waveform of the supercapacitor voltage at 300 V

图11 Vsc=500 V下部分工作波形图Fig.11 The partial working waveform of the supercapacitor voltage at 500 V

此外，图12～15还分别给出了在Vsc=300 V下四种模态中电感电流iLi、iLsc和iLo的波形。由图12可知，在模态1 下iLi、iLsc和iLo的平均值均大于零，因此输入端口向超级电容端口和输出端口同时供能；由图13 可知，在模态2 下iLi和iLo的平均值大于零、iLsc的平均值为零，因此输入端口单独向输出端口供能；由图14可知，在模态3下iLi和iLo的平均值大于零、iLsc的平均值小于零，因此输入端口和超级电容端口联合向输出端口供能；由图15可知，在模态4下iLi的平均值为零、iLo的平均值大于零、iLsc的平均值小于零，因此超级电容端口单独向输出端口供能。在Vsc=500 V 下，变换器的工作原理及工作波形相似，此处不再给出。