二极管箝位型四电平逆变器的中点电压平衡控制方法
2021-03-31王奎郑泽东许烈李永东
王奎， 郑泽东， 许烈， 李永东
(清华大学 电力系统及发电设备控制和仿真国家重点实验室，北京 100084)
0 引 言
中点箝位型(neutral-point clamped，NPC)三电平逆变器由于结构简单，使用器件少等优点，在工业中得到了广泛的应用，尤其适合3.3 kV及以下电压等级功率变换场合，在海上风电、中压变频调速等领域得到了广泛的应用[1-4]。但是受目前开关器件电压等级的限制，为了提高输出电压等级，必须采用更高电平数，此时则存在母线中点电压难以平衡的问题，限制了其在更高电压场合的应用[5-6]。
采用二极管箝位的中点箝位型四电平逆变器如图1所示，3个相同的电容将直流母线分为相等的三段，其难点在于如何实现3个直流母线电容的电压平衡控制。已有文献研究表明，对于二极管箝位型四电平逆变器，在单位功率因数的情况下，采用最近三矢量PWM实现中点电压平衡控制的最大调制比不超过0.55[5]。
二极管箝位型多电平逆变器常用的调制策略包括载波层叠PWM和空间矢量PWM两种。载波层叠PWM具有控制简单、易于实现、谐波性能好等优点，但无法实现中点箝位型四电平逆变器全调制比和全功率因数范围内的中点电压平衡。为实现其中点电压平衡，通常需要采用额外的硬件平衡电路，或者采用背靠背结构[7-8]，大大增加了系统体积和成本。
空间矢量PWM随着电平数的增多具有大量的电压矢量和冗余开关状态，不同的开关状态对于中点电流的影响各不相同，因此可以通过选择多个不同的开关状态合成参考矢量来实现中点电压的平衡控制，此时基于最近三矢量的方法已不再适用，需要采用更加复杂的矢量合成方式，比如虚拟空间矢量PWM[9-10]。文献[10]针对二极管箝位型四电平变换器提出了一种基于虚拟空间矢量的调制策略，通过选择多个不同的电压矢量并平均分配其作用时间来合成一个虚拟矢量，并保证每个虚拟矢量在每个中性点产生的平均电流都为0，从而保证中点电压的平衡控制，并能做到中点电压波动最小。但该方法需要考虑不同矢量之间的平滑切换以保证dv/dt最小和开关动作次数最少，不仅计算量大，编程实现也极其复杂。
模型预测控制是近些年来得到广泛关注的一种控制方法，通过在目标函数中给不同的控制目标设置不同的权重系数来实现对多个控制目标的综合优化，尤其适合多电平变换器等需要对多个控制目标同时进行优化控制的场合[11-12]。但其依然存在计算量大、开关频率不固定以及权重系数设计困难等问题，因此目前在实际工业产品中的应用还较少。
为解决上述问题，本文提出了一种基于载波交叠PWM的中点电压平衡控制方法。载波交叠PWM的思想最早在文献[13]中提出，为多电平变换器的控制提供了一种新的自由度[14-15]。本文在此基础上做了一定改进，提出了一种适用于二极管箝位型四电平逆变器的载波交叠PWM，在理想情况下能够实现母线3个电容电压的自平衡。在此基础上进一步提出了一种上下母线电容电压和中间母线电容电压的解耦控制方法，可分别通过零序电压注入和微调占空比的方式实现了3个母线电容电压的平衡控制。
1 载波交叠PWM
图1 二极管箝位型四电平逆变器Fig.1 Diode-clamped four-level inverter
表1 二极管箝位四电平逆变器的开关状态Table 1 Switching states of the diode-clamped four-level inverter
由开关状态表可知，Sx3必须先于Sx2导通，Sx2必须先于Sx1导通。为满足上述开关原则，本文所提出的四电平载波交叠PWM调制策略示意图如图2所示，载波Cr1、Cr2、Cr3分别对应开关管Sx1、Sx2、Sx3，其中x代表三相桥臂a、b、c。载波Cr1、Cr2、Cr3为周期与相位相同的三角波，其中Cr1与Cr3的幅值为3/2，Cr2的幅值为3。Cr2的最低点与Cr3的最低点重合，Cr2的最高点与Cr1的最高点重合。
假设桥臂输出参考电压为urefx，0 ≤urefx≤ 3，将urefx与载波Cr1、Cr2、Cr3分别比较则可得到开关管Sx1、Sx2、Sx3的控制信号。当参考电压大于载波时对应开关管控制信号为高电平，反之则为低电平。容易看出该载波交叠PWM调制策略满足Sx3先于Sx2导通，Sx2先于Sx1导通的开关原则。根据参考电压urefx取值区间的不同，生成的PWM控制信号可分为两种情况。
1)当0 ≤urefx< 3/2时，输出相电压示意图如图2(a)所示，可得到开关管Sx1、Sx2、Sx3的控制信号在一个载波周期的占空比分别为：
图2 四电平载波交叠PWM调制策略示意图Fig.2 Diagram of the four-level carrier-overlapped PWM
(1)
其中dx1、dx2、dx3为Sx1、Sx2、Sx3的控制信号占空比。
2)当3/2≤urefx≤3时，输出相电压示意图如图2(b)所示，可得到开关管Sx1、Sx2、Sx3的控制信号占空比分别为：
(2)
根据式(1)和式(2)，可得到输出电压在一个载波周期的平均值为
uox=dx1+dx2+dx3=urefx。
(3)
由式(3)可知，不管参考电压urefx处于什么范围，输出电压平均值都与参考电压相等，满足伏秒平衡原则，证明了该调制策略的正确性。
2 中点电压平衡控制
由表1可知，当输出电平为2E时，负载电流流经母线中点N1，当输出电平为E时，负载电流流经母线中点N2，因此在一个载波周期内流过母线中点N1和N2的电流平均值可写为：
“十三五”期间，西电东送新增加滇西北送广东5 GW电力，新增乌东德送广东5 GW，至2020年，外区送电广东容量预计将达到45 GW。在考虑已明确电源项目基础上，2020年广东无电力空间，2025年、2030年电力空间如表4所示。
(4)
其中iox为x相输出电流，iN1x和iN2x为x相流出中点N1、N2的电流。这2个母线中点电流对于3个母线电容电压的影响分别为：
(5)
(6)
(7)
其中：Δud1x、Δud2x、Δud3x分别为3个母线电容的电压增量；Ts为载波周期；Cd为单个母线电容值。
由于直流母线总电压恒定不变，为实现3个母线电容的电压平衡控制，可将其拆分为2个控制目标：1)上、下母线电容电压的平衡控制；2)中间母线电容电压的平衡控制。
2.1 上、下母线电容电压平衡控制
对于上下母线电容，由式(5)和式(7)可知，母线中点电流对其电压差的影响为
(8)
由式(8)可知，上下母线电容电压差由母线中点电流iN1x和iN2x之和决定，且
iNx=iN1x+iN2x=(dx3-dx1)iox。
(9)
将式(1)和式(2)分别带入式(9)可得到：
当0≤urefx<3/2时，
(10)
(11)
根据式(10)和式(11)，总的中点电流iNx是一个关于urefx的分段函数，其特征与三电平NPC的中性点电流类似。为了动态调节总的中性点电流的大小，可采用经典的零序电压注入的方法。通过注入零序电压，可以改变每相参考电压urefx的大小，从而改变总中点电流iNx。零序电压注入的方法有很多种，此时完全可借鉴传统的三电平NPC的中点电压平衡控制策略[16-17]，篇幅所限在这里就不再赘述。
2.2 母线中间电容电压平衡控制
对于中间母线电容，由式(6)可知其电压变化由iN1x和iN2x之差决定。将式(1)和式(2)带入式(4)可知，不管urefx处于什么范围均满足iN1x=iN2x，表明本调制策略下中间母线电容的平均充放电电流为0，理想条件下能够实现中间母线电容电压的自平衡。将式(4)代入式(6)中可得
(12)
根据式(12)可知，通过微调dx1、dx2、dx3的宽度可以实现中间母线电容电压非理想条件下的动态平衡控制，具体方法如下：
1)当ud2>E且iox> 0、或ud2 2)当ud2>E且iox< 0、或ud2 以udc2 表2 当udc2 为了验证该载波交叠PWM以及中点电压平衡控制方法的正确性，搭建了一套四电平NPC逆变器实验样机，以DSP芯片TMS320F28335为控制器核心，母线电压为200 V，载波频率5 kHz，负载为阻感负载R=20 Ω，L=1 mH，功率因数0.998。 图3为调制比m=0.9时的母线电容电压、相电流、相电压以及线电压实验波形，可见相电压为四电平，线电压为七电平。图4为调制比m=0.2时的母线电容电压、相电流、相电压以及线电压实验波形，此时相电压仍为四电平，线电压为三电平。从实验结果可看出，在两种调制比下3个母线电容电压平均值均吻合得很好。 图3 调制比m=0.9时的实验波形(从上至下依次是母线电容电压、相电流、相电压和线电压)Fig.3 Experimental result under m=0.9，from top to bottom are three dc-link capacitor voltages, phase currents, phase voltage and line voltage 图4 调制比m=0.2时的实验波形(从上至下依次是母线电容电压、相电流、相电压和线电压)Fig.4 Experimental result under m=0.2，from top to bottom are three dc-link capacitor voltages, phase currents, phase voltage and line voltage 图5为上、下母线电容电压的动态控制实验波形。初始时3个母线电容电压均保持平衡；在t=4 s时将上、下母线电容电压的设定值分别增大和减小10%，在中点电压平衡控制算法的作用下，上、下母线电容电压迅速跟踪到给定值，而中间母线电容电压依然保持平衡；在t=14 s时将上、下母线电容电压的设定值改回到额定值，3个电容电压迅速重新平衡。 图5 上、下母线电容电压主动控制Fig.5 Active control of the upper and lower dc-link capacitor voltages 图6为中间母线电容电压的动态控制实验波形。初始时3个母线电容电压均保持平衡；在t=4 s时将母线中间电容电压的设定值增大20%，在中点电压平衡控制算法的作用下，母线中间电容电压迅速跟踪到给定值，而上、下母线电容电压依然保持平衡；在t=14 s时将母线中间电容电压的设定值改回到额定值，3个电容电压迅速重新平衡。图5和图6实验结果表明，本文所提出的中点电压平衡控制算法能够有效实现3个电容电压的解耦控制。稳态和暂态实验结果证明了该调制策略和平衡控制策略的正确性和有效性。 图6 中间母线电容电压主动控制Fig.6 Active control of the central dc-link capacitor voltage 为解决二极管箝位型四电平逆变器的母线中点电压平衡问题，本文提出了一种新型载波交叠PWM调制策略，将3个母线电容的电压平衡控制分为2个解耦的控制目标：1)上、下母线电容电压的平衡控制；2)中间母线电容电压平衡控制。通过分析该载波交叠PWM下的母线中性点平均电流表达式，得出了中点电压在理想条件下能够实现自平衡的结论。 进一步提出了一种基于载波交叠PWM的中点电压平衡控制方法，首先通过零序电压注入的方式实现上、下母线电容电压的平衡控制，其次通过微调PWM脉冲占空比的方式实现母线中间电容的电压平衡控制。稳态和暂态实验结果证明了该调制策略与中点电压平衡控制算法的正确性和有效性。
3 实验验证
4 结 论
