基于载波自由度的改进载波移相PWM技术

叶满园， 陈乐， 康力璇

(华东交通大学 电气与自动化工程学院， 南昌 330013)

0 引 言

在高压调速，高压直流输电以及交流柔性直流输电等领域中，多电平逆变器得到了越来越多的普及与应用[1]。在常规多电平逆变器拓扑的基础上，文献[2]提出了一种通用的多电平混合拓扑，统一了多电平逆变器拓扑的研究。其中CHB型逆变器因其具有输出电压波形质量好、控制简单、易于模块化设计等优点而得到广泛应用[3-4]。文献[4]提出的应用于CHB型并网逆变器的混合PWM调制技术，可以降低开关频率，减少开关损耗。

CHB型逆变器的调制技术是输出优质多电平的关键环节[5-6]，文献[6]针对直流侧电压比为1:2的CHB型逆变器，提出一种基于 (in-phase disposition，IPD-PWM) 技术的倍频调制方法，解决传统混合调制技术固有的功率倒灌问题，并保证逆变器输出电压具有良好的谐波特性。CPS-PWM技术能实现各级联单元功率均衡[7-8]，但uAB在低调制度时谐波性能较差；而IPD-PWM时uAB的谐波含量低，但无法实现功率均衡[9-10]。文献[9]提出的一种改进混合PWM调制技术，能实现级联单元间输出功率均衡，但输出线电压谐波含量在整个调制度范围内都不是最低的。虽然上述这几种调制技术各具特色，但都存在直流电压利用率较低的问题，这对CHB中的直流侧电压源来说是一种极大的损失[11]。

为了解决上述技术存在的直流电压利用率较低问题，进行了以下的分析。文献[12]提出了一种载波移相梯形波脉宽调制(carrier phase shifting trapezoidal pulse width modulation，CPS-TPWM)技术，该技术通过分析三角化率与谐波特性的联系，应用于CHB逆变器之中，大幅度提升了直流侧电压利用率，但这种技术给输出相电压引入了除3的倍数次谐波以外的低次谐波，且这些谐波成分不能在线电压中相互抵消；文献[13]提出了一种开关频率优化调制技术(SFO-PWM)，该技术是通过在载波互换的方式上，将零序分量引入调制波，使得逆变器输出电压的谐波性能优于IPD-PWM技术，且大大提升了直流侧电压的利用率，但是该技术并没有解决各级联功率均衡的问题；文献[14]比较研究了三次谐波注入到正弦波、线电压控制的三相SPWM技术以及SVPWM技术。这3种调制技术目的为了提升直流侧电压利用率，但线电压控制的三相SPWM技术和注入法只适用于三相控制系统，空间矢量控制技术应用于五电平以上的多电平逆变器时，它的控制算法过于复杂。

针对CPS-PWM和IPD-PWM调制技术存在直流电压利用率较低的问题，本文首先简略分析两种调制技术的工作原理及其输出电压特性。然后，基于载波自由度，通过对CPS-PWM技术中的三角载波进行重构，提出一种改进的CPS-PWM技术，该技术使输出电压具有较高的直流电压利用率和低调制度时较好的谐波性能，并且能实现各级联单元功率均衡。最后，以CHB五电平逆变器为例，进行仿真和实验的验证。

1 CHB型逆变器及其调制技术

1.1 拓扑结构

如图1拓扑所示，该结构为CHB型五电平逆变器，其中CHB型各级联单元的输出电压、相电压以及输出电流依次是uH1、uH2、uAN、io。且uH1=uH2，uAN=uH1+uH2。因此由CHB型逆变器的基本工作原理可知，该相电压uAN包含±2Udc、±Udc、0共5种输出电平。

图1 拓扑结构Fig.1 Topological structure

1.2 两种多载波PWM技术

CPS-PWM调制技术的原理如图2所示，该原理通过对逆变器开关状态的整合，可以实现各级联单元间功率均衡的优势，CHB型五电平逆变器需要4个幅值、频率相同，相位相差90°的三角载波，每个桥臂对应一个三角载波。由图2进一步看出，2个H桥单元的输出电压uH1、uH2基本相同，并且各器件的开关频率也相同，但uAB在低调制度时谐波性能较差。

图2 CPS-PWM技术Fig.2 CPS-SPWM technology

IPD-PWM调制技术的原理如图3所示， IPD-PWM调制需要4个幅值、频率、相位相同的三角载波。2个H桥单元的输出电压uH1、uH2完全不同，且各器件开关频率相差较大，虽然IPD-PWM时uAB的谐波含量低，但无法实现功率均衡。

图3 IPD-PWM技术Fig.3 IPD-SPWM technology

2 基于载波自由度的改进CPS-PWM技术

2.1 改进CPS-PWM技术的载波构成及调制原理

为了解决CPS-PWM和IPD-PWM调制技术所存在直流电压利用率较低的问题，本文基于载波自由度，针对CHB型五电平逆变器，对CPS-PWM技术做以下改进，新的载波构成原理如图4所示。由图中CPS调制中一个三角载波的阴影，该原理将其拆分为8个部分，在这个过程中，阴影中1、4、5、8这4个部分用下图1′、4′、5′、8′替换，第2、3、6、7这4个部分用下图2′、3′、6′、7′替换，然后将这8个部分依次连接起来，这样确保了载波重构前后时间保持一致，因此CPS-PWM调制技术的一个改进型周期的载波就被生成了。最后结合CPS-PWM技术的特点对该载波进行移相，从而得到改进的CPS-PWM技术应用于CHB型五电平逆变器拓扑的所有载波，调制原理如图5所示。

图4 改进CPS-PWM技术的载波构成示意图Fig.4 Improved CPS-PWM technology carrier structure diagram

由图5可见，改进CPS-PWM技术的实质是将CPS-PWM技术中的三角形载波进行改造，所以改进CPS-PWM技术保留了CPS-PWM技术下CHB型逆变器中各H桥单元间输出功率均衡的优势。

图5 改进CPS-PWM技术原理图Fig.5 Improved CPS-PWM technology modulation principle

2.2 改进CPS-PWM输出电压特性分析

CPS-PWM和改进CPS-PWM调制技术的区别是载波发生了变化，当CHB型逆变器分别采用这两种调制技术时，其输出电压的谐波特性以及基波幅值也会发生改变。因此为了判断其直流侧电压利用率的变化，该文首先以CHB型五电平逆变器为例，并通过对CPS-PWM以及IPD-PWM时输出电压uAN的谐波分析可得，这两种策略的输出电压uAN的基波表达式相等[15]，因此只需将CPS-PWM与改进CPS-PWM技术在输出电压基波幅值方面比较即可，由CPS-PWM技术中uAN的基波关系式得

uAN=2mUdcsin(ωst)。

(1)

因为CHB逆变器的输出电压uAN等于各H桥单元uH1、uH2的级联相加，因此，以单个级联H单元为例来分析CHB逆变器采用改进CPS-PWM技术时输出电压基波幅值相比于采用CPS-PWM技术时的变化情况，且在单个载波周期范围内，正弦调制波vref可以认定为一个恒定的常数。一个级联H单元采用CPS-PWM和改进CPS-PWM调制技术，在调制度0

图6 CPS-PWM的单载波周期输出电压(0

图7 改进CPS-PWM的单载波周期输出电压(0

图8 CPS-PWM的单载波周期输出电压(0.5

图9 改进CPS-PWM的单载波周期输出电压0.5

假设正弦调制波vref为

vref=msin(ωst)。

(2)

1)当CPS-PWM技术在调制度0

(3)

(4)

当改进CPS-PWM技术在调制度0

ton=2(t1+t2+t3)=

(5)

(6)

2)当CPS-PWM技术在调制度0.5

(7)

(8)

当改进CPS-PWM技术在调制度0.5

(9)

(10)

(11)

(12)

(13)

由式(1)、式(2)、式(11)可得，当CPS-PWM技术在正半周期内应用于CHB型逆变器时，逆变器输出电压载波周期平均值等于期望输出电压的瞬时值，该情况在负半周期同理。因此，改进CPS-PWM技术输出电压也是如此。

由式(13)可得，CHB逆变器在改进CPS-PWM调制技术下，即在调制度0

根据式(12)可知，改进CPS-PWM调制技术在0

3 仿真分析

下面通过仿真来分析验证CHB型五电平逆变器采用改进CPS-PWM技术时输出电压相比于CPS-PWM技术所具有的优势。仿真参数为：直流侧输入电压Udc=100 V；负载电阻R=20 Ω；基波频率fs=50 Hz；载波频率fc=1 000 Hz；调制度m=0.9。

图10为CHB型五电平逆变器采用改进CPS-PWM技术时各级联单元输出电压uH1、uH2，逆变器输出电压uAN的仿真波形。由图可见，uH1、uH2几乎完全相同，逆变器输出电压uAN为五电平PWM波形。

图10 逆变器uH1、uH2和uAN的仿真图Fig.10 Simulation diagram of inverter uH1,uH2and uAN

图11、图12分别为调制度m=0.3、m=0.9时，逆变器在改进CPS-PWM和CPS-PWM调制技术下，输出电压的仿真频谱图。由图对比可知，在m=0.3时，改进CPS-PWM技术在应用于五电平逆变器时，其输出电压的THD值小于在CPS-PWM技术下的THD值，拥有较好的输出波形质量；而在高调制度m=0.9时，改进CPS-PWM技术在应用于五电平逆变器时，其输出电压的THD值近似等于CPS-PWM技术下输出电压的THD值。在2种调制度下，2种调制技术的输出电压谐波分布也相似，并且电压的频谱最主要都分布在4fc处。

图11 调制度m=0.3时2种技术下输出电压频谱Fig.11 Output voltage spectrum under two techniques when modulation degree m=0.3

图12 调制度m=0.9时2种技术下输出电压频谱Fig.12 Output voltage spectrum under two techniques when modulation degree m=0.9

图13为CHB型五电平逆变器采用CPS-PWM、IPD-PWM和改进CPS-PWM这3种调制技术时输出电压THD值随调制度变化的曲线。由图可见，在调制度0

图13 3种技术下THD与调制度的关系Fig.13 Relationship between THD and modulation

图14为CHB型五电平逆变器采用3种不同PWM技术下的输出电压基波幅值大小随调制度变化的曲线。由图可见，在整个调制度m与输出电压uAN基波幅值范围内，改进CPS-PWM在3种不同PWM技术中都拥有更高的基波幅值，这与前面的理论分析是相吻合的。仿真过程中，当m=1时，CPS-PWM和IPD-PWM技术输出电压uAN的基波幅值是200 V，该技术直流侧电压利用率为1，而改进CPS-PWM技术输出电压uAN的基波幅值为214.3 V，其直流电压利用率约是1.07，可见提高了直流侧电压利用率。

图14 3种技术下uAN的基波幅值与调制度的关系Fig.14 Relationship between fundamental amplitude and modulation of uAN under three kinds of technologies

图15为改进CPS-PWM技术在不同调制度下H1和H2单元输出的瞬时功率，可见改进CPS-PWM技术和CPS-PWM一样，基本能够实现各级联型单元间输出功率均衡。

图15 H1单元与H2单元在不同调制度下输出功率比较Fig.15 Comparison of output power between H1 unit and H2 unit

4 实 验

为了验证本文所提出的基于载波自由度的改进载波移相PWM技术的可行性及正确性，搭建了如图16所示的CHB型五电平逆变器实验平台。实验平台采用DSP进行控制，TX-KP101作为驱动，开关管选择IGBT IXGH12N60BD1。实验参数为：直流侧输入电压均为100 V；调制度m=0.9；载波频率为fc=1 000 Hz；基波频率fs=50 Hz；滤波电感L=4 mH；负载电阻R=20 Ω。

图16 实验平台Fig.16 Experimental platform

图17为本文所提出的改进CPS-PWM技术应用于五电平逆变器时，各H桥单元uH1、uH2和uAN的实验波形。由图可知，输出电压uAN为五电平PWM波形，实验波形与仿真相同。

图17 逆变器uH1、uH2和uAN的实验图Fig.17 Experimental diagram of inverter uH1,uH2 and uAN

图18、图19分别为m=0.3、m=0.9时，逆变器在改进CPS-PWM和CPS-PWM技术下，uAN在五电平逆变器下的实验频谱图。CPS-PWM技术的载波频率也设置为1 000 Hz。通过对比可知，2种技术下uAN的谐波分布基本相同，频谱最主要都分布在4fc处，且在改进CPS-PWM技术下输出电压的基波幅值明显高于CPS-PWM技术下的基波幅值。在低调制度m=0.3时，在改进CPS-PWM技术下，输出电压的最低次谐波群的谐波幅值明显低于CPS-PWM技术下的最低次谐波群的谐波幅值。

图18 2种技术下uAN频谱(m=0.3)Fig.18 uAN spectrum under two technologies(m=0.3)

图19 2种技术下uAN频谱(m=0.9)Fig.19 uAN spectrum under two technologies(m=0.9)

图20为uH1、uH2输出瞬时功率的实验波形。uH1、uH2单元输出的平均功率分别为PH1=490.1 W、PH2=491.7 W，显然，各级联单元输出功率基本相等，因此改进CPS-PWM技术保留了CPS-PWM技术能实现各H桥单元功率均衡的优势。

图20 uH1、uH2的输出功率Fig.20 Output power of uH1、uH2

5 结 论

本文在分析CPS-PWM与IPD-PWM技术基础上提出了一种改进CPS-PWM技术，以CHB型五电平逆变器为例，对所提出的理论进行了分析和验证：

1)低调制度时，在改进CPS-PWM调制技术下逆变器输出电压的谐波性能优于CPS-PWM和IPD-PWM技术，在全调制度范围内，输出电压基波幅值高于后两者，能使直流电压利用率大于1。

2)改进CPS-PWM和CPS-PWM技术一样，能够保证CHB型逆变器中各级联单元间的输出功率均衡，且能提高逆变器的等效开关频率。