基于占空比分配的交错并联Boost PFC仿真研究*

刘德武， 陈 潇

(安徽理工大学 电气与信息工程学院，安徽 淮南 232000)

0 引 言

电力电子设备的广泛应用给电网带来的波形畸变、功率因数降低等问题也越来越严重[1]。提高功率因数，进行谐波抑制成为现阶段研究的热点和重点，其中交错并联功率因数校正(PFC)电路得到了较多的应用[2-3]。交错并联功率因数校正电路的传统控制算法是平均电流法[4]，但平均电流法所需要的反馈电流信号是总的输入/输出电流，经过闭环控制后得到一个脉冲，经过分频电路分别控制两个开关管，但实际两相驱动信号的占空比是相同的，这种模式下系统能实现输入电压、电流同相，降低输入电流纹波，减少开关管的电流应力，但均流效果不明显，即对于每一相的电流无法独立控制[5-6]。为此，本文提出了占空比分配法实现双通道电感均流，最后通过Matlab/Simulink软件仿真，仿真结果显示占空比分配控制法能达到两路均流的效果，对实际电路有参考价值。

1 变换器总体设计

1.1 工作原理

交错并联Boost PFC变换器原理如图1所示，主电路采用两个单相Boost 变换器并联，搭配控制回路实现两相电感均匀分担输入电流，减小开关管的电流应力。根据开关管的导通状态不同会存在4种工作状态：

(1) 开关S1和S2均导通时，电源向两电感充电，输出电容为负载提供能量；

(2) 开关S1导通，S2关断时，电源给电感L1充电，而电感L2为负载提供能量，同时给输出电容充电；

(3) 开关S1关断，S2导通时，电源给电感L2充电，电感L1为负载及输出电容提供能量；

(4) 开关S1和S2均保持关断时，两路电感并联同时为负载提供能量。

1.2 电感电流与占空比的关系

为了分析简便，假设所有器件都是理想的，输出电容足够大，开关的频率远大于输出电压的频率。令输入侧交流电压的表达式为

Uin(t)=Umsinωt

(1)

其中，Um为输入电压的幅值；ω为角频率，则输入电压整流后为

Ug=Um|sinωt|

(2)

一个开关周期内的两个电感电流峰值分别为

(3)

(4)

其中，D1a、D2a为电感L1和L2的占空比；Ts为开关周期。

已知一个周期内电感两端满足伏秒平衡。可得：

(5)

(6)

其中，U0为输出电压；D1b、D2b为电感电流下降到零所对应的占空比。

根据式(3)和式(5)、式(4)和式(6)可得一个开关周期内的电感电流平均值：

(7)

(8)

其中，fs为开关频率,总的电感平均电流为两路电感平均电流之和。

2 占空比分配控制策略

传统平均电流双闭环控制理论是基于均流控制的，但实际情况下并不能保证元件参数一致，且输出电压的波动会造成电流参考值的波动导致输入电流中谐波成分增加而降低输入功率因数。因此，设计提出了占空比分配法，其核心的方法是电感电流与占空比之间的关系如式(7)、式(8)所示，当电感电流发生改变时，可以控制占空比的大小以达到两相电感电流均流的目的，控制电路如图2所示。具体的工作原理如下：

(1) 通过对输出电压的U0的采样，将采样数据与电压给定Uref做比较，比较后的电压差值经过一个PI控制器得到总的电流给定Iref，再将采样的总的电感电流IL与总的电流给定做比较，比较后的电流差值经过一个PI控制器得到总的误差信号Uc，如果将此误差信号与三角波做比较输出占空比再经分频电路直接驱动开关管的话，两相的驱动占空比是相同的，这样并不能使每相电流完全相同。

(2) 占空比分配法是将两相电感电流I1、I2与总电感电流的IL/2做比较，比较后的差值再经过比例放大器得到误差信号Ub，然后将误差信号Uc与Ub作比较，比较后的差值再与三角波进行比较最终得到每相占空比D1和D2，因此使得在总的低压侧电流保持不变的前提下，每相电流能够自动调节占空比以实现两路电感均流的效果。

3 硬件电路设计

3.1 电路的技术参数

表1为电路技术参数表。

表1 电路技术参数Table 1 Circuit technincal parameter

3.2 电感的设计

交错并联 Boost PFC电路的输入电流为各相电感电流之和。输入电流的纹波会随着并联相数增加而减小。当两相交错并联时，对于连续模式下多通道交错并联Boost PFC变换器，电感设计公式为

(9)

其中,fs为开关频率，kripple为电流纹波参数，为了达到电感体积最小，通常情况下电流纹波参数至少要在0.4以上。经计算本课题选用电感值为2.6 mH。

3.3 输出电容的设计

输出电容值的选取主要决定于输出直流电压，所允许的输出电压纹波值大小、开关频率、输出功率、维持时间等因素。一般情况下的输出电容计算公式为

(10)

其中，maxV0和minV0为输出电压纹波最大值和最小值，维持时间为10 ms，额定输出功率400 W，输出直流电压为400 V，纹波上下限幅值为3%，经计算选用电容值为450 uF。

3.4 功率管和二极管的设计

选择功率管和二极管时，需要考虑耐压和过流能力并留有一定的裕量，最终选取超快恢复二极管F8L60，耐压为800 V，耐流8 A，功率管选用Infineon公司的SPW11N60C3系列开关管，耐压600 V，耐流11 A。

4 仿真及波形分析

利用Simulink搭建交错并联BoostPFC电源的仿真电路，图3为交错并联电感电流的波形，由图3(a)可以看出，单个电感支路的电流波形纹波分别为0.076和0.075，但经过交错并联后，总电流的纹波降为0.000 28。图3(b)为电感L1串0.01 Ω、电感L2串0.1 Ω后的电感电流波形，两相电感电流相等达到均流效果。图4显示的是两相电感分别串0.01 Ω和0.1 Ω后的占空比波形，由波形可以看出，当两相电流不同时，控制回路会迅速改变两相占空比大小以保证两相均流。图5为输入电压和电流波形，由图5可知，电压波形和电流波形基本同相。输出电压波形如图6所示，输出电压稳定在400 V。如图7所示两路电感未串电阻时输入电流的总谐波失真THD为5.74%。如图8所示为两路电感分别串0.01 Ω和0.1 Ω后的输入电流的总谐波失真THD为5.44%。

5 结束语

简述了功率因数校正技术及其控制原理，利用占空比分配方式实现数字PFC双闭环控制。根据技术指标计算电路的主要参数，并建立系统仿真模型，在MATLAB/Simulink 环境下进行了仿真研究及量化分析。仿真结果表明，输入侧PF为0.999 9、输入电流的谐波失真THD为5.74%，有良好的功率因数校正效果，验证了其控制理论的可行性。同时，证明本文提出的占空比分配法能够有效地提高输入电流功率因数，实现两相电感均流的效果。