双管正激变换器的仿真与设计

田淇元

（ 黑龙江科技大学，黑龙江 哈尔滨 150057 ）

0 引言

随着人类社会的不断发展和现代科技的不断进步，人们对电能的需求质量越来越高[1]，在电能的配送过程中，设计人员往往追求较高的传输效率，电子设备也逐渐向着微型化、智能化的方向发展。以开关电源为例，已广泛应用在计算机电源、工业控制、通信技术、国防电子设备、航空航天等各个领域中，其主要发展方向是如何提高功率密度、提高效率以及尽可能的减小体积。本文主要分析正激变换器的各种开关模式及等效电路，设计一种双管正激的拓扑结构，解决单管正激磁复位问题，降低开关管所受电压应力。

1 概述

供电电源分为线性电源和开关电源两大类。电源质量的好坏和性能决定了电子产品的稳定性以及运行状态。线性电源具有庞大的体积和重量，且传输效率一般为输入功率的50%左右[2]。开关电源的出现是20世纪60年代电源历史上的一次重大革命，其优越性体现在体积小、效率高、功率密度高等方面，随着技术不断成熟，几乎所有需要电源的设备都可找到开关电源的身影[3]。以下结合高频开关电源的研究现状和发展趋势，进行双管正激变换器的拓扑结构、控制系统等参数设计。设计采用同步整流技术，用MOS管代替续流二极管，提高效率。

2 结构与原理

2.1 开关电源

开关电源基本结构见图1。其中，DC/DC变换器实现电源功率转换，此过程为开关电源核心部分。输出电压采样电路(一般采用电阻分压)接收输出电压变化，同时与标准电压Vref进行电压比较，通过误差放大器得到放大后的误差信号[2]。通过脉宽调制(PWM)电路产生脉宽调制方波，经图腾柱驱动电路控制MOS管占空比，进而控制和调整输出电压，达到最终的理想值。此外，开关电源电路主要分为主电路、控制回路以及保护回路等。

2.2 正激变换器原理

正激变换器是以Buck斩波变换器中间环节加入隔离变压器而实现。正激变换器的主拓扑电路图以及在电感电流连续的情况下的各点工作波形，见图2。其中，开关管Q按照脉宽调制（PWM）方式运行，二极管D1输出整流、D2续流，电感Lf为输出滤波电感，电容Cf输出滤波。隔离变压器由三个绕组构成，分别为：初级绕组W1、次级绕组W2和复位绕组W3[3]。图中绕组标“•”的一端为绕组的同名端。二极管D3的作用是磁复位。图3给出了正激变换器在不同开关模式下的等效电路[4]。

2.2.1 电流连续时正激变换器的工作原理和基本关系

1)开关模式 1（0～Ton，见图 3(a)）

t=0时，开关管Q为导通状态，电源电压Vi在绕组W1上，此时Vw1=Vi，既铁心开始磁化，铁心磁通φ开始增大：

铁心磁通φ的增加量如下：

变压器的励磁电流iM从0开始逐渐增加：

此时加在变压器次级绕组W2两端电压为：

式中，K12=W1/W2为变压器的匝数比。

在二极管D1导通过程中，因二极管D2承受反偏电压，故续流二极管D2截止，流过滤波电感两端的电流iLF线性增加，同时与Buck变换器中开关管Q同时导通，两端的电压为Vi/K12，此时，流过电感电流的变化率为：

由变压器的工作原理可知，电流iw1是折算次级电流和励磁电流之和，即：

2) 开关模式 2 (Ton～Tr，见图 3(b))

t=Ton时，开关管Q为关断状态，初级绕组和次级绕组不通过电流。变压器通过磁复位绕组进行磁复位，则复位绕组上的电压为：

此时变压器初级绕组和次级绕组上的电压分别为：

整流二极管D1承受反偏电压为关断状态，电流iLf通过续流二极管D2进行续流，与Buck变换器原理相通。

在此过程中，开关管Q两端的电压VQ为：

复位绕组W3承受反向的电源电压Vi，将铁心进行去磁过程，使得铁心磁通Φ减小：

变压器铁心磁通Φ的减小量：

在t=Tr这一时刻，此时iw3=iM=0，同时完成磁复位。

3）开关模式 3 (Tr～Ts，见图 3(c))

在此开关模式中，变压器中的所有绕组中均无流过电流，电压均为0。滤波电感电流持续经过续流二极管续流。此时开关管Q两端承受电压为VQ=Vi。

2.2.2 电流连续时正激变换器的基本关系

Vo与输入电压Vi：

开关管Q导通时，铁心的磁通增加量ΔΦ(+)应等于开关管Q关断时磁通的减小量ΔΦ(-)。

由于 ，满足则必须有：

可以看出：如W1≥W3，即K13≥1，占空比Dymax可大于0.5，开关管Q电压VQ高于2Vi；K13越大，Dymax越大，电压VQ则越高。如W1

3 系统设计

3.1 参数要求

设计如图4所示的开关稳压电源：

要求如下：

1） 输出电压VO：3.3V ；

2） 额定输出电流ION：10A ；

3）Vin从24VDC至36VDC时，电压调整率SU≤2%（IO=10A）；

4）IO从0至10A时， 负 载 调 整 率SI≤5%（Vin=30V）；

5） 输 出 噪 声 纹 波 电 压 峰 - 峰 值VOPP≤50mV（Vin=30V，IO=10A）；

6） DC-DC变换器效率≥80%（Vin=30V，IO=10A）；

3.2 方案架构

整体方案设计如图5所示：

3.3 主电路

主电路如图6所示。主电路采用双管正激拓扑，应用同步整流技术，用MOS管代替续流二极管，提高效率。芯片控制开关管MOS和续流管二极管交替导通，达到稳压目的。主电路输入采用470μF/50V，电容能滤除大部分电网高频纹波。

3.4 参数计算

1）输出滤波电感L感值

根据电感伏秒积平衡原理：

代入参数可得：占空比D=0.333。

根据电感公式：

在电路导通时有：

对应关断时为：

根据上式，推导电流峰峰值为：

其中，∆iL为电流扰动值，即：

扰动电流∆iL值一般为输出平均电流I的10%～20%，扰动电流∆iL的值要求尽可能小。

在本设计中选取∆iL＜20%I。可以得出：

代入参数可得：电感L>114μH。可选取电感值为：L=116μH。

2）磁芯

选择铁粉芯T106-26磁芯，磁导AL=93nH/N2。

3）电感匝数NL

4）铜线横截面积A

取电路密度J=4.5A/mm2，则所需的铜线横截面积为：

5）线径DL所需线径：

取DL=0.8mm漆包线绕制。

3.5 元件选型

1）主开关MOS管

3.6 控制电路

3.7 保护电路设计

保护电路可监控输出电压和输出电流，一旦超过预设定值可将SG3525的SHUTDOWN管脚拉高，达到保护电路的作用。保护电路和控制回路如图7所示。

综上，总电路如图8所示。

4 软件仿真

4.1 电路搭建及设计

1）仿真模型如图9所示。

图9中，3.3V为提供的标准电压，Multimeter1为输出电压采样，将两个信号进行比较，得到误差信号经PI调节器，与三角波进行比较，最终输出得到PWM信号对MOS管进行驱动。

4.2 仿真结果

仿真输出电压波形如图10所示。

5 结语

本文研究正激变换器开关模式的过程以及等效电路图，设计采用的双管正激拓扑结构有效解决单管正激的磁复位问题。通过实例设计，对各个元器件的参数设计与选型。经simulink仿真后得出一致结论。