一种电流模式方波/三角波发生器

齐庭庭, 杨民生

(湖南文理学院 计算机与电气工程学院, 湖南 常德, 415000)

方波/三角波发生器在传感器接口、电子测量仪器、通信模块和功率变换电路具有广泛的应用[1–2]。采用普通集成运放(OA, Operational Amplifier)可以方便地实现方波/三角波发生器, 但受集成运放低压摆率和固定增益带宽积的影响, 这种电路的工作频率非常有限。近年来随着集成技术的发展, 众多电流模式器件相继被提出, 相对于传统的集成运放, 这些电流模式器件具有频率高、动态范围大、线性度好和功耗低的优点。基于此, 应用这些新的电流模式器件设计方波/三角波产生电路引起了广大学者的高度重视, 提出了很多典型的电路。Almashary和Alhokail[3]首次采用电流传输器(CCII, the Second Current Conveyor Generation)为有源器件实现了一个方波/三角波产生电路, 但该电路的占空比不能调节且最大工作频率限制在410 kHz。为了提高该电路的性能和减低电路的复杂度, Pal[4]等采用施密特触发器级联电压积分器提出一种新的方波/三角波产生电路。采用3个跨导运算放大器(OTA, Operational Transcon-ductance Amplifier)、1个接地电阻和1个接地电容, Chung[5]等提出了一个电压模式方波/三角波发生器,该电路能通过调节OTA的偏置电流实现频率和幅度的独立调节, 但该电路使用了过多的有源器件, 且电路占空比不能调节。文献[6]对该电路提出了改进, 降低了电路的复杂性。文献[7]采用电流反馈运算放大器(CFOA, Current Feedback Operational Amplifier)为有源器件实现了一个占空比可调的方波/三角波发生器, 但该电路包含了3个浮地电阻。上述电路均以电压信号为输出信号, 虽然工作频率相对于集成运放实现的方波/三角波信号发生器有所提高, 但并没有完全发挥电流模式电路的优势, 工作频率依然非常有限。相对于电压模式方波/三角波产生电路, 电流模式方波/三角波产生电路的研究甚少。Phamorn[8]采用多端输出的电流控制电流差分跨导放大器(CCCDTA, Current Controlled Differencing Transconductance Amplifier)实现了一个电流模式方波/三角波发生器, 测试结果表明该电路的振荡频率较电压模式方波/三角波产生电路有较大的提高, 最高工作频率可达2 MHz。但由于电流控制电流差分跨导放大器的跨导值受温度影响很大, 因而该电路在实际应用中必须附加温度补偿电路。

本文采用多端输出的差分电压电流传输器实现了一种电流模式方波/三角波产生电路, 该电路具有如下优点: (1) 采用较少的有源器件和无源器件; (2) 所有器件均接地, 可以大大减少器件寄生参数对电路的影响, 并有利于采用标准的CMOS工艺进行集成; (3) 振荡频率可以由一个接地电容进行线性调节,而不影响输出信号的幅度; (4) 调节外接电流源可以有效控制输出信号的占空比; (5) 能够产生高频率的方波和三角波信号。本文与现有方波/三角波发生器的详细对比情况见表1。

表1 性能对比表

1 电路原理

1.1 MO-DVCC及其等效实现电路

跟其它电流模式器件相比, 差分电压电流传输器具有灵活的端口关系, 在高性能模拟信号处理中得到了广泛的应用[9]。本文在K. Pal提出的DVCC的基础上构建了一种具有正负多端电流输出的差分电压电流传输器(MO-DVCC), 其电路符号如图1所示。理想MO-DVCC的X端口具有零输入阻抗, 而电压输入端Y1, Y2和电流输出端则具有无穷大阻抗, 其端口特性可以表示为[10]

本文采用商品化的集成电流模式器件电流传输器(AD844)构建了一个MO-DVCC的等效实现电路(图中AD844的引脚X、Y、Z分别代表in+、in-、out), 如图1(b)所示。根据电流传输器AD844的端口特性VX=VY,IZ=IX和IY= 0可知, AD844(1)和AD844(2)的Y端电压之差

由于IT1=IX1, AD844(3)的Y和X端电压

为了实现多端电流输出, AD844(4)、(5)、(6)和(8)采用Y端并联连接, X端分别接相同电阻到地。由于IT2=IX, 从而

由式(2)和式(3)可知, 当电阻Ra=Rb, AD844(1)、AD844(2)和AD844(3)实现了DVCC的电压求差功能,当电阻Rc=Rd时, AD844(4)～(9)则实现了正负多端电流输出, 从而提出的电路能很好的模拟DVCC的端口关系, 其正负电流输出端的端口数可以根据实际需要进行选择。

图1 DVCC的电路符号及等效实现电路

1.2 电路实现及其工作原理

采用 MO-DVCC为有源器件实现的电流模式方波/三角波产生电路如图2所示。该电路结构非常简单,仅由2个MO-DVCC、4个接地电阻、1个接地电容和 1个可调电流源构成。其中 MO-DVCC(1)和电阻R1、R2和R3构成电流模式施密特触发器, MO-DVCC(2)和电阻R4、电容C构成电流积分器, 可调电流源IADJ用于调节方波的占空比, 方波信号和三角波信号分别直接从MO-DVCC(1)和MO-DVCC(2)的高阻抗端输出。

图2中MO-DVCC(1)的一个同相电流输出端和Y端相连并通过电阻R1接地, 使电路产生了强烈的正反馈。该反馈过程可以描述如下: 假设某种原因使是MO-DVCC(1)的Y2端电压增加, 根据VX=VY1-VY2可知,X端的电压减小从而导致 X端的输出电流IX1减小,MO-DVCC(1)的输出电流IZ1随着IX1减小而减小, 由于R1>R3, 因此电流IZ1形成强烈的正反馈使MO- DVCC(1)的Y1端电压激剧减小, 从而进一步加剧了X端的电压减小, 使输出电流很快达到正饱和值IZsat(表示电流流入器件) , 反之则使输出电流达到负饱和值-IZsat(表示电流从器件流出)。

假设电路初始状态为IZsat, 则电流IZ1和可调电流源减IADJ给电容C反向充电, 电容C的电压线性降低, 致使 MO-DVCC(2)的 X端流入电流线性增加, 由于IZ2=IX2从而导致MO-DVCC(1)的Y2端电压线性降低, 因此MO-DVCC(1)的Y1和Y2端的电压差 (VY1-VY2) 减小,当IZ2达到电流模式施密特触发器的上门限电流ITH时,MO-DVCC(1)的X端口电压等于Y1和Y2端的电压差,即VX=VY1-VY2, MO-DVCC(1)在IZ1的强烈正反馈作用下由IZsat跳变到-IZsat。当电路状态处于-IZsat时, 由于此时电流IZ1的方向为流出MO-DVCC(1), 因而电流IZ1和可调电流源减IADJ给电容C充电, 电容C的电压线性上升, 从而导致MO-DVCC(2)的电流IZ2线性减小,致使 MO-DVCC(1)的 Y2端电压线性增加, 同理当IZ2减小到电流模式施密特触发器的上门限电流ITL时,VX=VY1-VY2, MO-DVCC(1)的输出电流由-IZsat跳变到IZsat。周而复始, 从而在MO-DVCC(1)的电流输出端可以获得方波电流, 在MO-DVCC(2)的输出端可以获得三角波电流, 其输出波形如图2(b)所示。

根据上述工作原理可知, 当MO-DVCC(1)的X端电压等于Y1和Y2端电压差时电路发生跳变, 从而可以确定电流模式施密特触发器的门限电流, 即

图2 电流模式方波/三角波电路及输出波形

由IZ1=IX1=±IZsat可得

则三角波信号的峰值

根据图2(b)所示的波形图可知, 在T1时段, 电流IZ1达到正饱和, 电流IZ2线性增加, 其增长速率可以表示为

将式(6)代入, 则可以计算出

同理在T2时段电流IZ2达到反向饱和, 电流IZ2线性减小, 其减小速率可以表示为

其中KI=IADJ/IZsat, 为电路的电流调整因素。

由式(9)、(11)可知, 该电路的振荡周期和振荡频率分别为

方波信号的占空比可以表示为

由式(13)、(7)和式(14)可知, 调节电容C可以线性调节电路的振荡频率，不会影响三角波输出信号的幅度, 而方波的占空比、三角波上升、下降的斜率可以通过调节电流调整因素KI实现。

2 仿真分析

为了验证电路的正确性, 对提出的电流模式方波/三角波发生器进行了 Pspice仿真分析, 仿真时MO-DVCC采用图1(b)的等效实现电路, 电源电压为±5 V。

图3 电流模式方波/三角波仿真结果

取图2(a)电路参数为R1=10 kΩ,R2=10 kΩ,R3=5 kΩ, C=5 nF,R4=1 kΩ, 可调电流源IADJ=0, 仿真得到的方波和三角波输出波形如图3(a)所示, 将方波信号经FFT变换得到的频谱如图3(b)所示。将上述参数代入式(13)可以计算出电路的理想振荡频率为 100 kHz, 从图 3(b)的频谱图可以看出, 该方波信号的基波频率正好为100 kHz, 与理论值完全一致。经Pspice仿真测试: 方波输出幅度IZsat为±135 μA, 三角波电流的输出幅度为±65 μA, 非常接近电流模式施密特触发器的门限电流。

由式(14)可知, 当调节可调电流源时可以有效控制方波的占空比和改变三角波上升、下降沿的速率。上述电路参数保持不变, 当取IADJ=±80 μA时得到的占空比D分别为80%和20%的输出波形如图3(c)、3(d)所示。

为了验证该电路能产生高频的振荡信号, 将电路参数调整为R1=5 kΩ,R2=5 kΩ,R3=4 kΩ, C=0.1 nF,R4=1 kΩ, 可调电流源IADJ=0, 电路产生的高频振荡信号如图3(e) 所示, 从方波的频谱图可以看出基波频率为11.05 MHz, 与理想振荡频率12.5 MHz相差1.45 MHz, 这主要是由于随着工作的频率的增加,MO-DVCC的寄生参数对电路的影响越来越大所造成。如采用标准的CMOS工艺集成实现该电路, 则可以进一步提高电路的振荡频率。

3 结束语

本文采用商用集成电路AD844构建了MO-DVCC的等效实现电路并对提出的方波/三角波产生电路进行了仿真分析, 仿真结果证明了电路的正确性。该电路仅包含2个MO-DVCC、4个接地电阻、1个接地电容和1个可调电流源, 通过电容实现电路的振荡频率独立可调。此外, 通过调节电流源可以实现对方波信号占空比的有效控制。尤为重要的是, 相对于电压模式方波/三角波产生电路, 本文提出的电路能够产生高频率的振荡信号。