基于相位控制的惯性与卫星超紧组合导航系统信号解调方法

2020-04-16沈世斌谢非赵静钱伟行康国华刘锡祥

兵工学报 2020年3期

沈世斌，谢非，赵静，钱伟行，康国华，刘锡祥

(1.南京师范大学电气与自动化工程学院，江苏南京 210023；2.南京智能高端装备产业研究院有限公司，江苏南京 210042；3.南京邮电大学自动化学院，江苏南京 210023；4.南京邮电大学江苏省物联网智能机器人工程实验室，江苏南京 210023；5.南京航空航天大学微小卫星研究中心，江苏南京 210016；6.东南大学仪器科学与工程学院，江苏南京 210096)

0 引言

基于捷联惯性导航系统(SINS)和卫星导航系统(GNSS)互补特性构建的惯性导航与卫星导航组合导航系统，是导航技术近年及未来多源融合导航领域发展的重要方向。近年来，随着新型载体及装备对高动态、抗干扰等导航性能的迫切需求，基于现有组合机制的惯性导航与卫星导航松组合、紧组合导航系统已难以满足新型运载体的需求。在抗干扰等高性能导航需求的牵引下，研究人员在组合模式方面逐渐提出了将卫星接收机信号跟踪环路参量与SINS进行深度融合的惯性导航与卫星导航超紧组合技术[1]，从组合导航层次和信息利用水平来看，传统的SINS与GNSS松组合、紧组合模式中，SINS与卫星接收机从位置、速度组合到伪距、伪距率组合，卫星接收机内部均保持独立的标量跟踪方式，但一旦接收机受到干扰或高动态影响，无法借助外部信息对接收机环路信号跟踪进行辅助或控制时，容易出现环路信号失锁乃至导航定位失效问题[2-3]。超紧组合采用矢量环路架构将卫星接收机基带信号跟踪处理与SINS进行深层融合，可提高惯性导航与卫星导航组合系统在高动态、信号干扰等环境下的适应能力及导航性能[2-3]。

随着导航与定位技术的广泛应用，研究人员针对SINS与GNSS组合导航技术的不足也在不断拓展研究[4-17]。李团等研究了基于集中式卡尔曼滤波的实时动态GNSS与SINS紧组合算法，改进了卫星星数不足情况下系统解算的位置精度与模糊度恢复能力[4]；刘红光等通过引入非相干频率与伪码鉴别器，研究了一种自适应非相干矢量跟踪环路[5]；张希等研究了超紧组合导航滤波降维优化算法，并进行了半物理仿真验证[6]。此外，针对导航干扰技术方面，Humphreys等开展了信号干扰器对微型无人机导航系统的压制及欺骗干扰分析[7]；Broumandan等[8]和Krasovski等[9]较早开展了卫星导航信号抗干扰技术研究。黄龙等分析了对接收机实现欺骗干扰所需的信号功率条件[10]。因此，面向抗干扰需求的SINS与GNSS超紧组合导航技术已成为导航领域中的重要研究方向之一，而卫星导航可靠应用也将为我国的公共安全提供重要支撑。

在超紧组合环路中，信号跟踪是卫星接收机中基带信号处理的重要部分，其性能直接影响接收机解调信号的锁定状态。本文在分析SINS/GNSS紧组合及超紧组合不同架构基础上，提出一种基于相位控制的超紧组合信号解调方法，扩展了超紧组合系统环路信号的解调思路，并分析了不同SINS/GNSS超紧组合方法特点及超紧组合环路信号跟踪特性，为惯性导航与卫星导航超紧组合系统设计提供了一种环路信号解调的新方法。

1 SINS/GNSS紧组合与超紧组合对比分析

SINS与GNSS紧组合模式下，组合导航系统利用卫星接收机输出的伪距、伪距率与SINS估算的伪距、伪距率之差作为观测量，经导航滤波器，估计SINS误差以及卫星接收机的时钟误差和漂移，然后分别对SINS和接收机伪距、伪距率进行校正。此外，接收机可利用SINS的状态信息对高动态引起的跟踪环路载波多普勒频移变化进行补偿；同时，紧组合模式下的接收机不切断原有跟踪环路的伪码及载波信号控制，利用载波数字控制振荡器(NCO)及码NCO控制复制载波及伪码信号生成。其总体架构框图如图1所示。

图1 SINS与GNSS紧组合导航总体架构图Fig.1 Tightly coupled SINS/GNSS system architecture

SINS与GNSS组合导航系统的状态量定义为SINS误差、传感器漂移和接收机时钟误差，共有20维(即三维姿态误差、三维速度误差、三维位置误差、三维陀螺随机常数、三维陀螺1阶马尔可夫过程、三维加速度计1阶马尔可夫过程、一维接收机时钟偏置等效伪距误差、一维接收机时钟频率漂移等效伪距率误差)。

SINS与GNSS紧组合系统的伪距及伪距率观测方程为

(1)

(2)

式中：λ和L分别为载体当前位置的经度和纬度。

SINS与GNSS超紧组合模式下，组合导航系统利用接收机环路滤波器从多通道环路的相干积分结果中提取复制信号相位及频率偏差信息作为观测量，与SINS状态误差通过导航滤波器建立观测与状态估计关系，从而实现SINS与接收机基带信号处理深层次融合[11-15]，其总体架构框图如图2所示。以北斗导航卫星为例，目前北斗B1及B2频点信号均采用四相正交相移键控(QPSK)调试方式。以B1频点信号为例，将输入信号与正弦载波复制信号混频的支路称为同相支路(简称I支路)，输入信号与余弦载波复制信号混频的另一条支路称为正交支路(简称Q支路)，B1信号结构由I、Q两个支路的“测距码+导航电文”正交调制在载波上构成，其发射信号模型及调制方式可参考文献[18]。

图2 捷联惯性导航与卫星导航超紧组合导航系统总体架构图Fig.2 Ultra-tightly coupled SINS/GNSS system architecture

与紧组合模式不同，超紧组合将接收机中各通道环路信号的观测量以矢量形式送入导航滤波器中，并利用SINS输出反馈控制接收机跟踪环路，从而提高接收机在信号干扰及高动态环境下的跟踪性能和组合导航能力[12-17]。

总体来看，超紧组合系统与紧组合系统实现的本质不同，在于前者需要惯性导航与接收机跟踪环路信息进行深层融合，而信号跟踪及解调是超紧组合中惯性导航参与环路信号处理的重要环节。

2 SINS/GNSS超紧组合环路信号解调方法

2.1 卫星基带信号解调环路结构及原理分析

卫星导航接收机要实现与SINS的超紧组合功能，必须首先完成对接收信号的捕获、跟踪及星历解调功能，而超紧组合的核心也与环路信号的解调过程及原理密切相关。

图3 基于相位控制的超紧组合跟踪环路结构框图Fig.3 Block diagram of tracking loops of ultra-tight integration based on phase control

北斗卫星导航系统(BeiDou)与全球定位系统(GPS)均可利用扩频信号的自相关和互相关特性，完成对输入信号中调制伪码的解扩处理；对载波信号的解调过程则依赖于锁相环或锁频环对调制载波进行跟踪解调，实际应用中接收机跟踪环路信号的解调是通过码环和载波环紧密耦合共同完成的。

卫星接收机信号解调的基本原理为：通过鉴相器检测输入信号与反馈信号之间的相位误差，环路滤波器具有低通特性，可以滤除误差信号中的高频分量，输出一个控制信号控制压控振荡器的频率，从而通过调整频率偏移使得输出相位能够跟踪输入相位变化。从信号解调过程可以看出传统的环路跟踪方式是通过对频率的调整来达到相位跟踪目的，事实上，对环路伪码及载波信号的跟踪存在两种方式，分别为控制复制信号相位和控制信号发生率，两种方式通过控制不同偏移量(相位偏移量和频率偏移量)实现伪码同步及载波解调功能。

2.2 基于相位控制的超紧组合环路信号解调方法

2.2.1 超紧组合环路结构及相关积分处理

传统的接收机环路中，码跟踪环的目标是保持对输入信号中特定码的精确复制，通常采用调整复制伪码的产生速率控制即时码和接收信号中伪码起始位置对齐，从而完成对伪码的有效跟踪。这种反馈控制方式复杂，消耗资源较多，并且对每一积分周期内的输入信号采样值不固定。为了提高超紧组合中码跟踪环的计算效率，研究利用载体位置、速度状态信息与由星历计算得到的卫星状态信息估计出码相位控制参量方法，提出基于相位控制的超紧组合环路结构，如图3所示。

超紧组合导航模型特征在于其采用跟踪环路相干积分结果I、Q(由(5)式和(6)式可见)中隐含的相位及频率偏差与惯性导航状态进行非线性信息融合，同时惯性导航状态需要深入到环路信号控制部分[15-17]。为了获得较为精确的相位及频率参量，需要从相干积分结果中提取有效的观测矢量信息。

首先，利用复制载波与输入载波信号进行混频处理；然后，利用复制超前、即时、滞后3路伪码信号对混频信号进行解扩处理，可得即时支路相关结果；最后，I、Q即时支路上的相关结果经低通滤波器将其高频成分进行滤除，得到相关结果如下：

ip(m)=ApD(m)R(τi)cos ((ωi-ωr)m+(θi-θr))，

(3)

qp(m)=ApD(m)R(τi)sin ((ωi-ωr)m+(θi-θr))，

(4)

式中：ip(m)为同相支路的即时相关结果；qp(m)为正交支路的即时相关结果；Ap为即时分量的信号幅值；D(m)为卫星导航数据序列，m为卫星导航数据序列总数；R(·)为伪码的自相关函数；τi为第i通道环路周期内复制伪码与接收伪码的相位差值；ωi、θi分别为输入载波的角频率及相位；ωr、θr分别为复制载波的角频率及相位。

若对六路相关结果分别进行相干积分，以即时支路信号为例，则对(3)式、(4)式所示的相关结果进行Tc时间内的相干积分，结果如下：

(5)

(6)

Ie(m)=AeD(m)R(τ-0.5)sinc(feTc)cosφe，

(7)

Qe(m)=AeD(m)R(τ-0.5)sinc(feTc)sinφe，

(8)

Il(m)=AlD(m)R(τ+0.5)sinc(feTc)cosφe，

(9)

Ql(m)=AlD(m)R(τ+0.5)sinc(feTc)sinφe，

(10)

式中：Ie(m)为同相支路超前相干积分结果；Qe(m)为正交支路超前相干积分结果；Il(m)为同相支路滞后相干积分结果；Ql(m)为正交支路滞后相干积分结果；Ae和Al分别为超前及滞后支路的信号幅值；τ表示环路滤波器复制码与接收码相位差。当环路信号锁定后，利用环路滤波器进行组合导航滤波器观测量提取，由于即时支路上两个相干积分结果Ip(m)和Qp(m)包括载波信号特征量信息，将Ip(m)和Qp(m)作为环路滤波器载波相位偏差及频率偏差估计的观测量，而超前及滞后支路的相干积分结果Ie(m)、Qe(m)和Il(m)、Ql(m)则先通过码鉴相器，再送入环路滤波器作为码相位偏差观测量。

2.2.2 超紧组合环路滤波器模型

(11)

式中：u为系统的控制输入，此处为复制载波频率的变化量；w为系统噪声；k为时刻。由于载波B1频率(1 561.098 MHz)为码基准频率(2.046 MHz)的763倍，码多普勒频移也为载波多普勒频移的1/763倍。

环路滤波器载波分量的观测方程由(5)式、(6)式可见，选取伪码鉴相器输出作为观测量，k时刻鉴相结果代表k-1时刻到k时刻码相位差的平均值，可由(12)式表示：

(12)

式中：τk,k-1为k-1时刻到k时刻复制码与接收码相位差；τk为k-1时刻复制码与接收码相位差；fe,k为k时刻的载波频率偏差。

因此，伪码观测方程如下：

(13)

式中：v为观测噪声。

2.2.3 超紧组合系统复制信号生成及观测模型

从卫星导航原理中的码相位测量与伪距计算，以及多普勒频率与速度的内在关系来看，接收卫星信号中伪码相位及多普勒频移的变化与载体及卫星间的相对运动具有内在关系，这也是超紧组合方法的内在机理体现，而超紧组合中由于利用校正后的惯性导航状态对复制伪码及载波生成相位、频率进行控制，复制伪码相位误差及载波频率误差是连接环路信号与惯性导航状态的桥梁[15-17]，可将惯性导航状态误差投影于卫星与用户位置径向视线方向上，对应相位及频率误差关系模型[3]可表示为

λcoτi=ρINSi-ri+δtsi-δtu-δta-δtmp+vτi，

(14)

(15)

由校正后惯性导航状态与第i通道卫星对应的伪距及多普勒频率在用户真实运动状态处展开为1阶泰勒级数，可得到以下形式：

ρINSi=ri+ei1δx+ei2δy+ei3δz，

(16)

(17)

忽略大气传输延迟及多路径因素影响，分别将 (16)式、(17)式代入(14)式、(15)式中，可得复制码相位偏差及多普勒频移偏差与惯性导航位置、速度误差之间的内在关系如下：

λcoτi=ei1δx+ei2δy+ei3δz+δtsi-δtu+vτi，

(18)

(19)

从(18)式、(19)式环路信号特征量与惯性导航状态误差关系看来，超紧组合系统利用各通道跟踪环路信号相干积分结果中隐含的相位误差及多普勒频率误差信息组成矢量形式，作为导航滤波器观测量对惯导系统状态量进行估计。

超紧组合系统的观测方程为

(20)

式中：δtsi和δfsi作为已知量，可在观测量中进行扣除。最后，利用校正后的惯性导航状态XINS及速度状态vINS及星历参数推算出的卫星位置Xsi及速度状态vsi完成对接收机多通道环路复制信号的生成控制，复制伪码及载波信号生成控制量计算方法如下：

Δφcoi,k+1=Δτi,k+1+ΔDi,k+1=

(21)

(22)

(23)

式中：Δφcoi,k+1为k+1时刻第i通道复制伪码预测相位调整控制量；Δτi,k+1为k+1时刻估计伪距量预测伪码预测相位调整控制量；ΔDi,k+1为k+1时刻估计多普勒频移预测的伪码相位调整控制量；为由k+1时刻复制伪码相位估计获得的伪距量；i,k+1为通过校正后的惯性导航状态估计伪距量；ΔDi,k+1为由k到k+1历元的载波多普勒频移变化量；为载波多普勒频移变化率；Δt为环路本地信号控制的更新时间。(21)式包括两种控制分量计算，第1种为接收机和第i个通道卫星之间相对位移变化产生的伪码相位变化；第2种为接收机和卫星间的相对运动产生多普勒频移变化导致的码相位偏移。另外，载波环路输入信号频率由于受载体动态影响较大，需对其频率及相位同步调整完成跟踪。最后，通过(21)式和(22)式预测相位及频率调整量为相对上一周期的控制变化量，该变化量的输入对原有跟踪环路的冲击非常微弱，因此对保持环路的稳定性具有良好的控制作用。

2.3 不同SINS/GNSS超紧组合方法及特点分析

SINS与GNSS超紧组合技术利用卫星接收机内部跟踪环路信息作为观测量，将SINS与卫星接收机的基带信号处理进行深层次融合，并利用SINS的输出反馈控制接收机跟踪环路，从而提高卫星导航接收机在信号干扰及高动态环境下的跟踪性能和组合导航能力。

国内外目前对SINS与GNSS超紧组合方面开展的研究涉及了架构、组合机理、模型、滤波方法等多个方面[1-3，12-17]，但在超紧组合理论方法及架构特点方面颇为相近，本文研究方法与现有超紧组合方法相比，主要有以下3点异同之处：

1)架构相同。研究超紧组合系统架构与现有系统基本相同，采用将多通道环路信号跟踪处理与惯性导航信息通过导航滤波器建立连接关系的方式，各通道观测分量通过环路滤波器(子滤波器)提取，并以矢量形式送入导航滤波器中。

2)机理相同。超紧组合系统中各通道环路的闭合是通过SINS完成的，系统将接收机各通道信号标量跟踪并统一替换为多通道矢量跟踪结构，原有各通道的独立跟踪及控制方式被组合模式替代，从而可有效借助惯性导航信息对由载体动态变化或干扰引起的环路信号异常进行响应与抵制。

3)信号解调与控制方法不同。超紧组合系统中环路信号闭合控制是通过码NCO及载波NCO完成的，目前已有的超紧组合方法均通过频率调整实现伪码及载波的解调控制[15]，本文提出基于相位控制的超紧组合信号解调方法，通过复制信号相位偏移量的控制实现环路复制信号同步解调及SINS与GNSS超紧组合功能。

总体来看，在超紧组合系统整体架构中，环路信号跟踪解调控制是超紧组合系统信号处理的重要部分，而本文研究的相位控制方式为环路信号解调及超紧组合实现提供了一种新的思路和方法。

3 超紧组合环路信号跟踪特性分析

卫星接收机跟踪环路的测量误差与跟踪门限密切相关，当测量误差超过一定门限时接收机便会出现失锁情况[19-20]。而接收机跟踪环路测量误差由相位抖动噪声的标准差来衡量，由于环路的跟踪状态锁定主要由载波环路决定，主要针对载波环路跟踪特性进行分析，其相位误差来源为多源噪声引起的相位抖动噪声[19-20]，可由(24)式表示为

σφ=σw+σr+σd，

(24)

式中：σφ为载波环路的总相位抖动噪声；σw为宽带热噪声引起的相位抖动；σr为由卫星接收机时钟的钟差引起的相位抖动噪声；σd为由于卫星与接收机之间的径向运动而引起的动态应力抖动噪声。其中热噪声和动态应力引起的抖动噪声为主要相位误差来源，接收机钟差引入的有色抖动噪声对2阶载波环路的相位误差影响主要集中在窄带范围内(1～5 Hz)，而在宽带范围内对相位抖动噪声的计算影响可以忽略不计[19-20]。

抖动噪声与环路的跟踪稳定性密切相连，为了保持环路维持锁定状态，一般对跟踪门限保守估计方法是，必须满足总相位抖动噪声σp不得超过1/3的鉴相牵入范围，即满足以下条件：

(25)

综合以上多源相位抖动噪声分量，可得载波跟踪环路的总相位抖动误差与噪声带宽之间的关系曲线如图4所示，根据相位误差和跟踪门限的交点确定的带宽为最小带宽门限值，而相位抖动误差最小值处确定的带宽则为环路的最优带宽。

图4 环路总相位误差与噪声带宽关系Fig.4 Relationship beetween the total phase error in tracking loops and the noise bandwidth

从图4可以看出，当信号干扰较大、引起载噪比低于27 dB·Hz时，由热噪声引起的相位误差较大，导致总相位抖动误差超出环路鉴相器工作范围。因此，利用传统环路已无法完成正常跟踪及锁定功能。

而超紧组合中可利用校正后的惯性导航状态对载波多普勒频移进行精确估计，估计方法如下：

(26)

式中：fDi为第i通道的锁相环载波多普勒频移；λB1为北斗B1信号对应调制载波波长。由(26)式可以看出，惯性导航信息的引入对大部分动态应力引起的相位误差有所补偿和抵消，而估计多普勒频移误差主要来源于惯性导航结果的误差。因此，根据SINS的误差状态方程可进一步估计出惯性导航状态误差，从而估计出多普勒频移误差。多普勒频移估计误差的谱密度模型可以表示[19]为

(27)

式中：SδfD(ω)为多普勒频移估计误差的谱密度函数，ω为频率变量；ka表示增益值，取0

(28)

(29)

4 试验与分析

为了验证基于相位控制的环路信号跟踪性能、不同超紧组合方法的抗干扰性能及动态适应能力，利用搭建的超紧组合试验平台分别进行测试，惯性器件及组合导航系统试验参数如表1所示。

表1 惯性器件及组合系统试验参数Tab.1 Test parameters of inertial device and integrated system

4.1 基于相位控制的环路信号跟踪及解调性能验证

以通道1跟踪的12号卫星为例，环路信号跟踪结果如图5所示。从I、Q支路散点图(见图5(a))中可以看出，当跟踪环路进入锁定状态后，跟踪环路通过反馈调节机制使I支路输出信号的功率保持最大，同时又使Q支路输出信号的功率保持最小；从图5(b)接收机环路解调结果图中可以看出，经载波解调和伪码解扩后的接收信号只剩下导航电文数据比特，成功地从跟踪的卫星信号中解调出导航数据。最后，从图5(c)中可以看出，码环相位偏差输出在±0.2个码片范围内，符合伪码信号锁定范围。

4.2 卫星信号受压制干扰环境下信号载噪比衰减变化的试验测试

为了验证基于相位控制的超紧组合方法的抗干扰性能，设计卫星信号受压制干扰环境下信号载噪比衰减变化的试验测试，初始信号载噪比CN0为45 dB·Hz，190 s后引入噪声干扰，信号载噪比逐渐降至20 dB·Hz并维持100 s，之后再撤消信号干扰并逐渐恢复导航信号强度至其载噪比达到45 dB·Hz.载噪比变化曲线及噪声干扰下环路解调结果如图6所示，试验装置及平台如图7所示。

图6 干扰条件下载噪比数值及环路解调对比结果Fig.6 CN0 values and loop demodulation results under jamming condition

图7 超紧组合试验平台Fig.7 Ultra-tight integration experimental platform

由图6中估测载噪比变化曲线可以看出，随着干扰信号的引入，载噪比逐渐开始下降至约20 dB·Hz，在这种信号干扰环境下，超紧组合相对于紧组合方法可继续维持后续的信号解调功能。为了进一步验证基于相位控制的超紧组合方法抗干扰性能，首先将干扰条件下的多普勒频移及定位误差与紧组合系统进行对比，如图8、图9、图10所示。由图8中可以看出，当信号受到干扰时，由于紧组合模式下的接收机仍处于独立工作状态，跟踪环路并未融合惯性导航信息，环路伪码及载波NCO控制量无法进行准确估计以解调输入信号，而出现环路跟踪失锁问题，最终导致多普勒频移及定位结果出现较大误差，如图8和图9所示，此时紧组合导航为纯惯性导航状态。

图8 信号干扰下多普勒频移对比图Fig.8 Doppler frequency shifts in jamming environment

图9 信号干扰下紧组合定位误差结果Fig.9 Positioning errors of tight integrated method in jamming environment

图10 信号干扰下超紧组合定位误差结果Fig.10 Positioning errors of ultra-tight and tight integrated methods in jamming environment

4.3 相位控制超紧组合方法与频率控制超紧组合方法在干扰环境下的试验对比

为了分析不同超紧组合方法的导航性能，将提出的相位控制超紧组合方法与频率控制超紧组合方法进行干扰环境下的试验对比，结果如图10所示。总体来看，超紧组合方法由于利用惯性导航信息对环路复制信号控制参量进行精确估计，有效缩小了环路的等效带宽，环路多普勒频移维持稳定估计，定位结果中仅出现较小抖动，因此整体误差水平仍维持在一定范围内。但由于受信号干扰后载噪比大大降低的影响，两种超紧组合方法的定位误差均出现了抖动情况，而相位控制方法相对于频率控制方法受干扰影响的定位抖动略小，具体量化对比结果如表2所示，且调节时间也较短，在干扰信号撤销后能较快恢复定位性能。

表2 干扰及动态测试下不同方法的定位误差Tab.2 Positioning errors of different methods in jamming and dynamic tests

传统环路在信号强度低于27 dB·Hz时，载波锁相环达到临近失锁状态，码跟踪环也相继失锁，而超紧组合系统在信号强度最大降至20 dB·Hz临界值时，仍能输出较为稳定导航状态，从而反映出超紧组合系统具有约7 dB的抗干扰能力。

4.4 变加速度及高机动环境下的仿真实验

为了进一步验证不同动态环境下的超紧组合性能，设计变加速度及高机动环境下的仿真实验，动态过程包括滑跑、爬升、平飞，分别持续10 s的正负加加速度5g/s，加速度变化范围0～50g，持续10 s的50g高过载及高速状态下的俯冲等动作，整个动态过程中的加速度变化曲线如图11所示。

图11 高动态试验中的加速度变化曲线图Fig.11 Graph of acceleration change in high dynamic test

图12 动态条件下不同超紧组合方法定位误差对比图Fig.12 Comparison of positioning errors of ultra-tight and tight integrated methods in dynamic environment

分别利用频率控制及相位控制的超紧组合方法进行高动态环境下的实验对比，结果如图12所示。由图12可以看出，两种超紧组合方法在经历变加速度、高过载及高速俯冲3种高动态动作时均受到了高动态应力作用的影响，从而出现较大的定位扰动，随着加速度的增大，5g/s加加速度对超紧组合定位误差的影响不断增大，相对于50g高过载及高速俯冲对超紧组合定位误差影响更大。

进一步对两种方法的定位误差进行量化统计，如表3所示。由于相位控制方法利用相位偏移量进行复制信号相位调整，调整最小单元更为精细，整体定位误差抖动相对于频率控制方法略低一些，同时增强了对外部高动态应力扰动的适应性能和稳定性。

表3 频率控制及相位控制方法计算效率对比Tab.3 Comparison of computation efficiencies of frequency control and phase control methods s

对频率控制及相位控制的计算效率进行对比分析，如表3所示。由表3可见，由于两种方法的运算效率主要在多跟踪通道复制信号参量计算及生成方面，以8个跟踪通道为例，取10 s长度的输入信号分别进行两种方法复制信号运算的耗时统计，对其四部分总体耗时进行计算后，可得相位控制方法相较于频率控制方法约节省17%的处理时间。

上述实验结果表明，基于相位控制的超紧组合方法可完成对环路信号的跟踪与解调任务，且相对于传统超紧组合方法，在信号干扰及高动态情况下具有更好的导航定位性能及高动态适应能力。