高速OOFDM传输系统研究

2018-10-23陈静颖

舰船电子工程 2018年10期

刘皎陈静颖党楠

（商洛学院电子信息与电气工程学院商洛 726000）

1 引言

光通信技术由于具有带宽资源大和制造成本低等优点而使光纤传送网成为宽带通信网的基础。随着全光通信网络的发展，对光通信系统的要求也就越来越高。将OFDM技术应用到光纤通信领域，即光正交频分复用（OOFDM）技术，已经成为解决更高速率、更长距离、更大容量通信的一项关键技术［1～4］。OOFMD技术作为一种新型光频域制技术，充分结合了OFDM技术与光纤通信技术的优势，OFMD的子载波数目灵活可调且调制格式透明［5～7］，再结合光载波的偏振复用［8］，使得光纤通信的传输容量增加的同时，系统复杂度更低，是一种非常有发展潜力的高速长距离光纤通信技术。

2 高速OOFDM信号产生

高速OOFDM信号的产生主要采用偏振复用、多级副载波复用以及多级调制技术，具体信号产生过程如图1所示。

1）基带光OFDM信号产生过程

将待传伪随机二进制数据序列（PRBS）通过串并变换（S/P）进行M-QAM调制，再做IFFT变换之后通过并串变换（P/S）为串行的OFDM符号，加入循环前缀（CP）后生成基带OFDM信号［9-10］，将其通过光调制器直接加载到光载波上，完成基带光OFDM信号的产生。

2）偏振复用提高OOFDM信号速率

用偏振分束器（PBS）将光载波分成偏振方向相互垂直的两束偏振光，即x偏振和y偏振光，接着再分别使用马赫增德尔（M-Z）调制器将基带OFDM信号调制到不同偏振态的光载波之上［11］，然后再使用偏振合束器（PBC）将偏振方向相互垂直的不同偏振光信号耦合在一起送入传输信道中。由于光的两个偏振态上同时加载有OFDM信号，因此该过程最终得到的OOFDM信号速率将比1）中提升一倍。

3）副载波复用进一步提升OOFDM信号速率

采用不同副载波RF信号将基带OFDM信号进行频谱搬移、并复用的方式来进一步提升信号速率［12］。副载波复用之前后的OFDM信号频域和时域对比如图2所示。具体复用方法如下：将两路相同速率的基带OFDM信号分别与副载波RF1和副载波RF2进行混频后驱动M-Z调制器，调整调制器的驱动电压、偏置电压使调制器工作在载波抑制状态，从而可以产生两个上下边带，总共四个边带，然后再在这四个边带上同时加载上基带的OFDM信号产生光OFDM信号。最后再结合偏振复用和副载波复用技术，获得更高速率的OOFDM信号。过程如下：将2）中的每路偏振光通过副载波调制得到两路偏振正交的副载波复用调制信号，然后将两路偏振正交的副载波复用信号通过PBC耦合在一起，再通过滤波器滤除其中的上边带或下边带，两个上（或下）边带同时送入光纤中进行传输。采用这种方法能够使得OOFDM信号的承载速率得到极大的提升。

图1 高速OOFDM信号的产生过程

图2 副载波复用前后的OFDM信号频域和时域对比图

3 高速OOFDM信号接收

采用相干探测技术进行高速OOFDM信号的接收，其过程如图3所示。由本地振荡器控制偏振混频器模块，使接收到的光信号与本振光进行混频。偏振混频器模块由两个偏振分束器和两个90o混频器组成的，将两个偏振分束器输出的x偏振态接收光信号和本振光信号的x偏振态输入到上支路的混频器中进行混频，再对混频输出的两路光信号分别进行相干光电探测后转换为两路电信号，对该两路电信号做模数转换后送入x支路的OFDM解调模块中依次进行FFT变换、色散补偿、信道补偿、M-QAM解调、并串变换后输出x支路解调后的二进制数据。对于副载波复用方式的解调，只需对接收到的频带信号进行不同频率的下变频即可完成。对y偏振态的两路光也做类似的一系列解调处理之后得到y支路的解调二进制数据。将x、y两路输出合路之后即为接收信号。

4 系统仿真及分析

依据上述仿真高速OOFDM系统传输方案，搭建了仿真系统。利用该系统完成了4QAM-OFDM背靠背传输及百公里传输系统仿真，其接收信号星座图如图4、图5所示。

图3 高速OOFDM信号的接收方法

图4 背靠背系统解调信号星座图

在长距离的光纤传输系统中，色散对信号接收星座图的影响较为严重，如图5所示，分别为4QAM-OFDM在不同光纤色散值情况下传输百公里的接收信号星座图样，从图中可以看出色散值越大星座图越发散。因此，在高速OOFDM系统中，信道补偿就显得尤为重要。为了更好地进行信道补偿，首先就要做好信道估计。在该OOFDM系统中，我们通过发送训练字符来对信道进行估计，然后再整体对信道进行均衡补偿，以提升OOFDM系统的自适应能力，使其更加适应了光纤通信的大容量、长距离传输要求。

信道估计（CE）是基于相干探测、解调的基础上进行的。通过信道估计获得了所有子载波上的参考相位和幅值后，就可以准确地恢复出原始数据符号。对于相干解调系统，信道估计的准确性直接影响到整个传输系统的性能。OOFDM系统的优点在于不需要进行复杂的色散补偿，只需要通过插入导频或训练序列即可对信道进行估计，然后再整体的对信道进行均衡补偿。本文采用符号频域平均值（ISFA）来进行信道估计。ISFA的结果是同一训练序列（TS）的多个相邻频率信道估计矩阵的均值。假设在发送端插入到OFDM符号中的训练序列为

图5 不同色散情况下百公里传输接收信号星座图

训练序列的插入是为了获得信道的动态信息，假设这两列训练序列经历了相同的信道效应后接收到的训练符号为

则该传输系统的信道矩阵为

对OFDM中的每个调制子载波采用ISFA方法后，使得该子载波的信道矩阵为自己与相邻子载波的信道估计矩阵的平均值，这样得到的信道估计矩阵则会更加的精确。例如，对于子载波k，它的信道估计为载波自身与其左右相邻的m个子载波的信道矩阵的均值，即为（2m+1）个子载波的信道估计矩阵均值。子载波k′的信道矩阵经过ISFA改进处理后表示为

其中kmax和kmin分别是调制子载波编号的最大和最小值。一旦得到了原始子载波向量就可以实现信道均衡。利用搭建的仿真系统，将OOFDM信号传输百公里之后，在接收端解调后对数据进行ISFA处理，从式（4）中可以看出，相邻子载波个数m的选取对于信道估计是有影响的，图6给出不同相邻子载波数目下对OOFDM信号做信道估后所得到的系统BER性能与入射光功率（OSNR）之间的关系曲线。从图中可以看到，采用ISFA可以极大地改善信道估计的性能。在ISFA处理过程中，m值过小则信道估计性能较差，当m值大到一定程度后则系统性能将接近理想信道估计性能，若再继续增大m值，则对BER性能的改善性能并不会有太大的提高，反而增大了运算的复杂程度。因此m值的选取在ISFA处理中也是尤为重要的。图7给出了采用该方法进行信道补偿前后4QAM-OFDM信号星座对比图，可以看出该方法对于星座图样的矫正是十分有效的。