一种结构简单的IGZO TFT AMOLED 像素补偿电路

(中南大学物理与电子学院,湖南长沙 410083)

有源矩阵有机发光显示(Active Matrix Organic Light-Emitting Display,AMOLED)有望成为下一代的主流显示[1]。这是因为AMOLED具有对比度高、响应速度快、宽视角等优点[2-3]。但是迄今为止,大尺寸、高分辨率的AMOLED显示面板仍然难于大规模量产。这是因为用于AMOLED显示的背板技术还远远不能满足需求[4]。

最近几年来,铟镓锌氧化物(Indium-Gallium-Zinc Oxide,IGZO)薄膜晶体管的发展极为迅速。IGZO TFT的发展有望促成大尺寸、高分辨率AMOLED显示屏的商业化[5-6]。这是因为,与氢化非晶硅(Hydrogenated Amorphous Silicon,a-Si∶H)和(Polycrystalline Silicon,poly-Si)多晶硅薄膜晶体管相比,IGZO TFT的优势突出。IGZO TFT的优点包括:迁移率高、稳定性高、大面积制备时均匀性好等[7-9]。然而,研究表明,当IGZO TFT工作在长时间的偏压下,阈值电压(Threshold Voltage,VTH)仍然会发生漂移[10-11]。此外,整个显示面板上VTH和载流子迁移率的非均匀性也是不可避免的。AMOLED显示面板的质量也会因此受到严重的影响[12]。对于IGZO TFT AMOLED面板的实现来说,如何补偿VTH的漂移以及载流子迁移率的非均匀性问题仍然十分必要[13]。

本文提出了一种新颖的电压编程型的AMOLED像素电路,通过放电法提取IGZO TFT的阈值电压。同时为了简化像素电路的结构,采用发光控制线控制开关管Ts。在补偿阶段数据线上的低电平输入到驱动管TD的源极,同时开关管Ts也被关断。在发光阶段数据线上输出高电平Ts被打开。本文提出的像素电路结构简单,既能够补偿阈值电压的漂移,同时也能够补偿迁移率的漂移。

1 像素电路结构和工作原理

1.1 像素电路结构

提出的像素电路及其时序如图1的(a)和(b)所示。单个像素单元是由3个开关管TFT(T1、T2和Ts),1个驱动管 TD和1个存储电容 Cs组成。OLED器件和开关管Ts、驱动管TD串联在一起,在发光阶段为像素电路提供不同的灰阶所需要的发光电流。开关管T1和Ts在初始化阶段被用作复位驱动管TD的栅极电压VG。开关管T1和T2的栅极同时连接行扫描信号VSCAN。开关管T1在补偿阶段同时作为TD栅极电压VG的放电路径。数据电压VDATA通过开关管T2输入到驱动管TD的源极。

图1 (a)本文提出的AMOLED像素电路及其(b)工作时序Fig.1 Theproposed AMOLED driving method with pixel circuit(a),timing diagram(b)

如图1(b)图所示,VSCAN的电压值VGH和VGL分别控制开关管的打开和关断。VDD的电压值VDD_H和VDD_L分别为发光阶段和非发光阶段电源线VDD的值。VH和VL分别是发光控制线VEM的高低电平值。值得说明的是在编程阶段数据线VDATA上的值为负值。接下来将详细介绍像素电路的工作过程。

初始化阶段:VSCAN、VEM和VDATA分别为VGH、VH和VREF,VDD为VDD_L。因为VREF要大于VDD_L,所以在这个阶段所有的开关管(T1,T2和Ts)都处于打开状态。AMOLED显示面板上所有像素驱动管TD的栅极都会被初始化一个电压值VDD_L。同时数据线上的电压值VREF要小于OLED的开启电压。相应地,OLED在初始化阶段不会发光。

编程阶段:VEM为低电平VL,Ts关闭。扫描信号线上的电压值VSCAN是逐行产生的,数据电压VDATA的值通过T2输入到驱动管TD的源极,因为数据电压VDATA的值为负值,因此OLED在这个阶段也不会发光,这就相应地提高了发光面板的对比度。开关管T1打开,驱动管栅极上储存的电荷将会通过栅漏短接的驱动管TD进行放电。在编程阶段结束时,驱动管TD的栅极电压值等于数据电压VDATA和驱动管TD的阈值电压值之和。由于驱动管TD工作在饱和区,其栅极电压值VG放电的瞬态响应可以表达为(1)式。

式中:μFE,CI分别为驱动管TD的载流子迁移率和单位面积栅氧化层电容;CG是节点G的总电容,包括存储电容Cs和相邻的TFTs寄生电容值;WD和LD分别为驱动管的沟道宽度和沟道长度;VDD_L是电源线VDD的低电平值,VDATA是数据线的电压值。通过对等式(1)进行积分可以得到等式(2)。

式中:t0和t1分别是放电过程的开始和结束时间。等式的第二和第三项都与驱动管TD的阈值电压VTH和载流子迁移率有关。也即,VTH值增大或者是载流子迁移率的值减小,放电电流将会减小,放电结束时驱动管TD的栅极将会保留一个较大的栅极电压值VG。因此,这里形成了一个负反馈来保持OLED像素电流的稳定性。

发光阶段:所有像素的扫描信号VSCAN都变为低电平,因此,T1和T2都关断,驱动管的栅极节点G处于悬浮状态。发光控制线VEM和电源线VDD分别变为VH和VDD_H。根据电荷守恒定律,发光阶段节点G的电压值V′G可以表达为式(3)。

式中:CGP和CGI是驱动管TD的寄生电容和栅极绝缘层电容。因为CGP和CGI远远小于存储电容Cs,因此,等式(3)可以简化为式(4)。

则发光阶段流过OLED的电流值如(5)式所示。

式中:VOLED是发光阶段OLED的阳极电压值;ΔVDD是VDD_H和VDD_L之间的差值。如式(5)所示,发光阶段流过OLED的电流值IOLED和数据电压VDATA是二次函数的关系,因此,可以调节数据电压VDATA的值来编程一个较大的OLED电流范围。式(5)显示IOLED电流值几乎和驱动管TD的阈值电压VTH无关,因此,驱动管TD阈值电压的漂移可以得到很好的补偿。除此之外,式(5)括号内的第三项显示,发光阶段IOLED的电流值和驱动管TD的载流子迁移率呈负相关,因此,该像素电路也能够补偿载流子迁移率的分散性。

式(2)证实VTH的提取过程需要一个编程时间TP,如果TP足够长,编程阶段结束时VG的值会越接近VDATA+VTH。因此,这里引入一个影响因子k来评估VG与VDATA+VTH的接近程度。此时,VG可以表达为式(6)

其中,0＜k＜1。当k的值为0时,VTH的提取达到理想值,也即VG=VDATA+VTH。结合式(2)和式(6),可以得到式(7)。由此,可以推导出编程时间TP的最小值。

假定驱动管TD的载流子迁移率为10 cm2/(V·s),k的值为0.1,编程时间TP的值接近4 μs。对于同时发光的驱动模式,一帧时间TF内的发光时间TE可以表达为TE=Tf-TP·N,其中N为发光面板的行数。在这种条件下,对于高清(High Definition,HD)的显示面板来说,一帧时间内的有效发光时间TE将大于12 ms。

2 仿真分析

采用Smart Spice对提出的像素电路进行了仿真以验证该方案的可行性。表1给出了仿真器件参数。在VTH提取阶段VDD_L的值为0 V,发光阶段VDD_H的值为15 V。其他的信号电压值如表1所示。

表1 像素电路仿真参数Tab.1 Parameters of the proposed pixel circuit

图2示意了当编程阶段的数据电压VDATA=-4 V时,VG和IOLED的瞬态响应。在0～5 μs的初始化阶段VG获得一个约为0 V的初始化电压值,5～25 μs编程阶段,VG放电来进行阈值电压的检测,25 μs以后发光阶段VG耦合到一个较高的电压值驱动OLED发光。25 μs以后IOLED的值由0 μA变为1.2 μA,OLED进入发光阶段。

图2 VG、IOLED、VDATA瞬态响应Fig.2 The transient waveform of VG,IOLEDand VDATA

图3示意了当驱动管的阈值电压VTH漂移0,1,2 V,编程时间TP分别为4和20 μs时,VG的瞬态响应。可以看到VG的增长和ΔVTH呈现线性的关系。因此,IOLED的值几乎和VTH的漂移无关。并且即使当编程时间TP只有4 μs时,VTH的提取仍然能够达到一个很高的精确值,这也验证了式(7)的正确性。然而,如果编程时间TP进一步减小,OLED的电流值将会发生退化。

图3 VTH漂移时 VG的瞬态响应(a)TP=4 μs;(b)TP=20 μsFig.3 Transient waveform of IOLEDwith VTHshift of TDfor programming time of 4 μs(a),and 20 μs(b)

图4 (a)、(b)分别示意了当阈值电压发生漂移时,传统的2T1C像素电路和本文提出的像素电路IOLED电流值的对比。当驱动管阈值电压漂移2 V时,传统的2T1C型像素电路OLED电流的退化超过70%。本文提出的像素电路,当驱动管阈值电压漂移2 V时,OLED电流的误差率可以降低到5%。此外,本文提出的像素电路OLED电流值与数据电压VDATA的关系和传统的2T1C型像素电路一样简单,因此,提出的像素电路的功耗也会很低,并且外部驱动电路也能够得到简化。

图4 VTH漂移时IOLED和VDATA之间的关系(a)2T1C像素电路;(b)提出的像素电路Fig.4 The evolution of IOLEDversus VDATAfor VTHshift,with 2T1C pixel(a),and the proposed pixel circuit(b)

图5 (a)、(b)示意了当驱动管载流子迁移率发生漂移时,2T1C像素电路和本文提出的像素电路的电流误差率。图5(a)可以看出,当驱动管载流子迁移率分别漂移15%和30%时,2T1C型像素电路OLED电流的误差率分别为7%和12%。(b)图所对应的本文提出的像素电路,驱动管载流子迁移率分别漂移30%和15%时,OLED电流误差率可以抑制到9%和7%。提升的载流子迁移率补偿效率和前面推导的OLED电流表达式(5)十分吻合。

图5 载流子迁移率的分散性导致的OLED电流误差率(a)2T1C像素电路;(b)提出的像素电路Fig.5 The evolution of ΔIOLEDerror ratio versus VDATAfor mobility variations with the 2T1C pixel circuit(a),and the proposed pixel circuit(b)

表2示意了本电路与Nathan提出的像素电路的对比[14]。当驱动管的阈值电压漂移或者载流子迁移率变化时,本文的像素电路电流误差率均更小。对于全高清(Full High Definition,FHD)的AMOLED显示面板,所提出的像素电路功耗也远小于Nathan的方案。这主要是因为Nathan.A的方案在初始化阶段OLED也会发光所导致的。因此本文的像素电路相对于传统的补偿方案不仅可以提高补偿精度,而且还具有低功耗的优点。

值得注意的是,本文的研究结果是基于底栅非自对准的IGZO TFT,其具有较大的寄生电容效应。这些寄生电容会影响到像素电路对于阈值电压的漂移和迁移率退化的精度,即式(3)并不能完全简化为式(4)。在采用顶栅自对准IGZO TFT等先进工艺之后,由于栅极-源极和栅极-漏极之间寄生电容的显著减小,像素电路的补偿精度将进一步提高。

表2 Nathan的像素电路方案和本文提出的像素电路方案的对比Tab.2 The comparison between the pixel circuit scheme proposed by Nathan and this paper

3 结论

本文提出了一种新颖的电压编程型的AMOLED像素电路,通过放电法提取IGZO TFTs的阈值电压,提出的像素电路既能够补偿阈值电压的漂移,同时也能够补偿载流子迁移率的漂移。本文将提出的像素电路与传统的2T1C像素电路进行了对比分析。驱动管阈值电压的漂移和载流子迁移率的分散性引起的OLED电流误差补偿效果都得到了很好的提升。仿真结果验证了提出的像素电路适用于高分辨率的AMOLED显示面板。