射频前端CMOS 有源混频器的设计

(广西师范大学电子工程学院,广西桂林 541004)

近几年来无线通信技术高速发展,无线通信技术在手机、个人电脑等领域的应用正在大量增长,给人们的生活带来巨大的改变,使得人们对通信设备需求不断增加,并且对通信设备的性能要求越来越高,无线通信的快速增长导致了低功耗射频集成电路的设计[1]。射频接收机是无线通信的重要模块,它的性能指标影响着整个无线通信系统,所以射频接收机前端芯片的设计必须向着低功耗、低成本、高性能、高集成度方向发展。其中混频器是射频收发机中重要的部分,同时也是射频前端信号最强的部分,所以混频器的性能指标影响着整个射频前端的性能指标,因此提高混频器的性能具有重要的意义。射频接收机上存在的微弱信号首先由低噪声放大器放大,然后传送到混频器。同时混频器也是接收机前端电路的主要耗能部分,线性度提高后,其功耗又会增加。因此,本文在混频器的设计中,对转换增益、噪声、线性度、功耗、隔离度等性能指标进行了综合考虑,对混频器的性能参数进行了折中选取。当前应用最多的CMOS混频器都是在吉尔伯特的电路基础上进行的改进,这种电路结构简单,可以有效抑制馈通,并且增加射频、中频和本振之间的隔离度[2-6]。

本文采用CMOS射频集成电路基于吉尔伯特经典电路结构设计了一种下变频混频器,采用了跨导系数修正技术结构、电流注入结构来提高混频器的增益、降低噪声和改善线性度,并利用Cadence软件对该混频器进行分析及仿真验证。

1 混频器的设计

混频器是一种非线性电路,具有三个端口,一个射频输入信号端口、一个本振信号端口和一个中频输出信号端口,如图1所示。一个理想的混频器是将两个输入信号相乘,实现频率的转换[7]。

图1 混频器原理示意图Fig.1 Mixer principle diagram

图2是经典的双平衡吉尔伯特混频器电路,包括跨导级、开关级和负载级。其中,跨导级电路包括NMOS管M1、NMOS管M2,用于接入射频电压信号,将射频电压信号转化为射频电流信号;开关级电路包括NMOS管M3、NMOS管M4、NMOS管M5、NMOS管M6,用于接入本振信号和射频电流信号,根据本振信号控制其设置的多个开关管轮流导通,利用多个开关管轮流导通对射频电流信号进行切换调制,生成中频电流信号传输至负载级电路;负载级电路包括电阻R1和R2,用于将中频电流信号转换成电压信号进行输出[8]。双平衡吉尔伯特混频器电路可以提供一定的转换增益,略低的噪声和适当的线性度[9]。

本文设计的混频器是基于经典的吉尔伯特混频器电路结构进行的优化,其电路原理图如图3所示。

图2 双平衡吉尔伯特混频器Fig.2 Double balanced Gilbert mixer

图3 射频前端混频器电路图Fig.3 RF front-end mixer circuit

1.1 负载级设计

负载级采用RC电路,RC并联电路可以改善电路的转换增益,还能起到滤波的作用,降低噪声信号干扰,提高本振信号到中频输出端的隔离度。等效的负载级阻抗RL可以表示为:

1.2 开关级设计

开关级电路用于接入本振信号和射频电流信号,给本振信号LO施加适当的信号,可以使得NMOS晶体管M8、M9、M10、M11两两轮流交替导通,工作在开关状态,并利用多个开关管轮流导通对射频电流信号进行切换调制,生成中频电流信号传输至负载级电路。其中闪烁噪声是开关管的主要噪声,可以适当将开关管的栅宽提高,用来减小闪烁噪声。

1.3 电流注入技术

为了提高混频器的线性度,可以增大跨导级的电流,但同时负载电阻的电压降会增大,减小输出摆幅,反而使得线性度减小,并且开关级电流增大时,还会增大电路的噪声。因此,本文采用了电流注入技术,如图4所示,使用 PMOS管 M7和PMOS管M8作为分流源,用v0来控制栅极电压,可以减小开关级的电流增大电流注入电路的电流,减小开关级的闪烁噪声,提高混频器的线性度,达到一个比较好的性能参数。通过设置合理的电感L1值,可以使电感与寄生电容谐振,增大混频器的增益。

图4 电流注入结构混频器Fig.4 Current injection structure mixer

1.4 跨导级设计

混频器的跨导级可以采用伪差分、全差分或者跨导系数修正技术结构来构成,如图5所示。其中伪差分跨导结构如图5(a)所示。伪差分跨导结构可以改善三阶交调点,但会产生共模二阶失真。全差分跨导结构如图5(b)所示,在跨导级的源级增加尾电流产生高阻抗,但会抑制二阶非线性电流,并且负载和开关晶体管中存在不匹配,导致信号路径中的偶数阶互调,增加三阶交调电流IM3,而且跨导级的性能三阶输入截点IIP3减小。为了改善三阶输入截点(IIP3),消除三阶失真,将消除机制设置在混频器的跨导级,使用跨导系数修正技术结构,如图5(c)所示。尽管交互项仍然存在第三互调电流IM3,但在实践中,通过增加额外的电路到跨导级,可以产生非线性项,并且可以通过改变其幅度和相位来提高电路的线性度。

图5 跨导结构Fig.5 Transconductance structure

如图5(c)所示的跨导系数修正技术结构,其中NMOS晶体管M5和M6为非线性晶体管,将输入电压信号转换成非线性电流信号。由于晶体管M5和M6的漏极相连,所以电流的差分项被去除,电流通过电阻R1和R2输出,被晶体管M3放大输出电流。晶体管M1的小信号模型以泰勒级数展开表示的漏极电流为[10]:

式中:Vgs=Vg-Vs;Vg是栅极电压;Vs是源级电压;分别表示晶体管M1的第一阶、第二阶和第三阶跨导系数,其公式如下式所示[11]:

从上式中可以发现,改变MOS管漏极电流,则可以改变跨导系数。

晶体管M3的栅极电压VG可以表示为:

式中:D2是VG的第二阶跨导系数。

通过在M5和M6的漏极写入KCL,使用晶体管的关系式和环路方程的频域表示,VG的二阶跨导系数表示为:

式中:通过改变C1、R1和R2的值,可以改变D2的相位和幅度。

晶体管M1的漏极电流(I1+)可被定义为:

式中:H1(w)、H2(w1,w2)和H3(w1,w2,w3)分别是I1+的第一阶、第二阶和第三阶跨导系数,也被称为第一阶、第二阶和第三阶跨导核。

上式中,H1(w)、H2(w1,w2)和H3(w1,w2,w3)可以表示为:

上式表明,跨导级H1(w)的一阶跨导等于晶体管特性M1的主跨导,消除H3(w1,w2,w3)时可以提高线性度。

三阶交调点的公式为:

根据上式推导可以发现,通过调节C1、R1和R2改变D2的相位和幅度,则晶体管M3的栅极电压发生改变,此时漏极电流随之改变,则可以修正跨导系数。根据公式(11),当跨导系数变化时,则可以用来改善输入三阶交调点IIP3,即通过引入一个与跨导级的三阶交互电流相同但相位相反的交互项来改善CMOS有源混频器的IIP3值,改变其幅度和相位值取决于所添加的电路中电阻器的调谐。由于在所提出的混频器的RF端口处的晶体管数量的增加,混频器的噪声略有增加。在射频接收机中,前一级混频器的转换增益越高,对后一级电路的噪声性能要求可以降低。混频器的增益表达式为[12]:

跨导级通过MOS管M1、MOS管M2的漏极连接电感,可以降低开关电路源级寄生电容带来的间接机制闪烁噪声,还抑制了射频信号经过寄生电容耦合到地通路,提高混频器的转换增益。电容C2提供了较好的输入匹配特性,还提高了电路的线性度。

2 混频器的仿真结果

本电路所设计的版图如图6所示。为了提高电路的性能,采用了合理的对称结构布局,可以减小器件的失配。其中射频(RF)频率为2.4 GHz,本振(LO)频率为2.39 GHz,中频(IF)为10 MHz,电源电压为1.2 V。基于TSMC 180 nm RF CMOS工艺情况下,利用Cadence spectre-RF软件对该混频器电路进行仿真,转换增益为28.4 dB,噪声系数为8 dB,线性度(输入三阶交调点IIP3)为10 dBm,功耗为6.86 mW。

图6 版图Fig.6 The layout

图7为转换增益随本振功率变化仿真图,图中绘制了三个工艺角的仿真曲线。从图中可以看出,当工艺角为tt(典型NFET和典型PFET),温度为27℃时,增益为28.7 dB;当工艺角为ss(慢NFET和慢PFET),温度为-40℃时,增益为19.17 dB;当工艺角为ff(快NFET和快PFET),温度为80℃时,增益为31.4 dB,增益基本在可接受的范围内。图8为转换增益随输出频率变化仿真图,从图中可以看出输出为10 MHz时,增益为28.4 dB,变化波动不大。图9为噪声系数仿真图,从图中可以看出输出为10 MHz时,噪声系数为8 dB。图10为线性度仿真图,输入三阶交调点(IIP3)为10 dBm。

为了更清晰地表明本文的混频器的性能优势,表1中列出了本文混频器与近年来已经发表的同类型混频器的参数比较结果。

图7 转换增益随本振功率变化曲线Fig.7 Conversion gain with local oscillator power curve

图8 转换增益随输出频率变化曲线Fig.8 Conversion gain with the output frequency curve

图9 噪声系数仿真曲线Fig.9 Noise figure simulation curve

图10 线性度仿真曲线Fig.10 Linearity simulation curve

表1 本文设计的混频器与已发表的类似的混频器参数比较Tab.1 The mixer designed in this paper is compared with the published similar mixer parameters

3 结论

本文对吉尔伯特电路混频器电路进行了改进,采用跨导系数修正技术结构、电流注入结构提高混频器的增益、噪声和线性度,并利用 Cadence spectre-RF软件对该混频器进行分析及仿真验证。仿真结果表明,在TSMC 180 nm RF CMOS工艺情况下,当电源电压为1.2 V,电路频率为2.4 GHz时,转换增益为28.4 dB,噪声系数为8 dB,线性度(输入三阶交调点IIP3)为10 dBm,功耗为6.86 mW,满足设计要求。与其他文献相比,本文的性能指标均得到较好地提高,为以后设计高效率的混频器提供了帮助。