W波段宽带SIW背腔缝隙天线

李翌璇 汪敏 吴跃敏 吴文

(南京理工大学,南京 210094)

引 言

W波段(75～110 GHz)的电磁波大气吸收率低、波长短、可用频带宽,因此在雷达、通信等领域应用广泛,在远程高分辨率雷达和传感器,千兆字节点对点数据传输和高分辨率无源成像系统等均有应用[1]. 这些系统需要天线具有高效率、高增益和宽带特性. 高效率的W波段天线有喇叭天线、抛物面反射天线和波导缝隙天线等. 前两者是三维结构,应用受到很多限制;波导缝隙天线虽然是平面结构,但体积笨重、加工成本高,难以和平面电路集成. 与金属波导相比,基片集成波导(substrate integrated waveguide, SIW)采用平面工艺,加工方便,易于电路集成,损耗适中;相应地,SIW缝隙天线成了W波段很好的选择.

在系统对带宽特性要求不高的情况下,SIW常被作为高效的馈电方式应用于微带天线阵列,从而得到高效率或者高增益的设计[2-4], 但这些阵列受到贴片单元的限制,带宽在7%左右. 背腔缝隙天线有很好的带宽特性[5], 但SIW腔内单独馈一根缝隙的设计很少用于W波段天线,原因是腔尺寸小,为减少泄露往往需要增加短路柱的排布密度,不仅难以加工,也难以保证合理的阵元间距. 在毫米波应用中,利用谐振腔的高次模为多个缝隙同时馈电的设计受到重视[6-7]. 这些设计中,利用微带线或SIW通过一个馈电缝隙在一个大的矩形谐振内激励出多种模式,然后配合2×2的辐射子阵进行辐射. 一个SIW腔馈多个缝隙的背腔缝隙天线,减少了构成腔体所需要的金属过孔,不仅简化了阵列的结构复杂度,降低了加工成本,也减小了金属损耗. 而腔内的多种谐振模式可以用于实现双频或者宽频辐射. 文献[6]在X波段设计了微带线馈SIW腔的缝隙天线阵列,最大增益为15.5 dB,且得到了16.7%的带宽.

本文应用高次模的SIW腔,设计了一种W波段宽带SIW背腔缝隙天线. 天线采用双层基片结构,底层为通过耦合缝隙馈电的SIW结构; 顶层为SIW谐振腔及四条辐射缝隙构成的谐振辐射单元,谐振腔内同时存在TM130与TM310混合模、TM320模以及TM330模三种高次模,和辐射缝隙一起形成多谐特性,实现带宽拓展. 设计结果显示,天线的阻抗带宽为28.6%(78.93～105.24 GHz),覆盖了W波段75%的频带范围. 在实验研究中,设计了带宽为76～91 GHz测试转换接口,进行了实物加工与测试,实测的S参数方向图与仿真设计一致性较好. 该天线频带宽、交叉极化低、剖面低、易于与平面微波电路集成、加工成本低、易于扩展成平面网络、构建出高增益的宽带背腔缝隙天线阵列,具有良好的应用前景.

1 天线设计

1.1 天线结构

如图1所示,天线由两块Rogers-Duroid 5880基板(厚度h=0.508 mm,相对介电常数εr=2.2)和三层金属层构成. 上层的介质基板用于构造SIW谐振腔,馈电的SIW放置在下层的介质基板中. 最上面的金属层上蚀刻四条辐射缝隙,向外辐射能量;位于馈电波导与谐振腔之间的金属层上蚀刻耦合缝隙,将能量从馈电波导耦合入谐振腔. 最下层为金属地面.

(a) 辐射层 (b) 馈电层(a) Radiation structure (b) Feeding structure

(c) 3D分布图(c) Distributed perspective 3D view图1 天线结构图Fig.1 Antenna structure

1.2 参数选择

首先考虑馈电SIW的设计. 为了减少电磁波在SIW中的泄露,通孔的直径d和通孔间的距离dp应该满足如下条件:

(1)

式中,λ0为波在自由空间中传播的波长.

SIW谐振腔需要支持多种谐振模式. 它的本征频率与结构参数的关系符合如下公式:

(2)

式中:εr为介质基板的相对介电常数;μ为介质基板的磁导率;m、n、p分别表示场在x、y、z轴方向上的半驻波数;aeff、beff、ceff分别表示等效谐振腔的长度、宽度和高度.

当aeff=beff,ceff≤aeff且m≠n时,正交模(如TM130和 TM310)可以在谐振腔中以相同的频率激励,且能够混合成新模式在谐振腔中存在.

值得注意的是,不是所有高次模及其混合模式都能够在谐振腔中激励,能否激励主要取决于馈电与辐射的位置和方式[7]. 天线由下层的SIW进行馈电,能量从SIW 上方的耦合缝隙馈入谐振腔,在腔内激励出工作于W波段的三种模式:TM130与TM310的混合模,TM320模以及 TM330模. 这样三种谐振模式混合展宽了宽带,经四条辐射缝隙耦合后实现了宽带辐射. 优化后的参数如表1所示.

表1 天线结构参数Tab.1 Antenna structure parameters mm

2 模式分析

本节对谐振腔中的多种模式进行详细讨论. 第一种谐振模式为TM130与TM310的混合模式. TM130与TM310在谐振腔中的本征频率相等,对应设计频率79.1 GHz. 在给定边界和激励条件下形成混合模式,其电场的等值线分布图如图2所示. 符号“+”和“-”分别表示电场沿z轴方向垂直向上和垂直向下.

(a) TM130模式 (b) TM310模式(a) TM130mode (b) TM310 mode

(c) TM130、TM310模混合后的新模式(c) Hybrid mode of TM130 &TM130图2 电场方向Fig.2 E-field distributions

当能量从耦合缝进入谐振腔时,耦合缝两侧沿z轴方向的电场方向将会反向[8-9]. 因此,区域4和6处沿z轴方向的电场方向将会反向,如图3所示. 同时,在区域2和8中间处的电场也将因为对称结构而发生改变. 理论与实际仿真得到81.2 GHz频率下电场的辐射方向如图4所示,能量沿着四条辐射缝的宽边进行辐射. 此时,z轴方向的电场相互抵消,只剩y轴方向的分量. 电场在区域4和6的电场密度远高于区域2和8处,占辐射的主要地位.

(a) 能量进入耦合缝前 (b) 能量进入耦合缝后(a) Before coupling (b) After couplingslot excitation slot excitation图3 混合模式的电场方向Fig.3 E-field contour map of hybrid mode

(a) 理论分析 (b) 仿真结果(a) Theoretical analysis (b) Simulation results图4 TM130 和 TM310 混合模的电场分布Fig.4 E-field distribution of hybrid mode of TM130 and TM310

第二种辐射模式为TM320模,对应设计频率90.1 GHz. 当能量进入谐振腔时,耦合缝两边的电场将反向,因此,此时的TM320模电场方向保持不变,如图5所示. 电场方向沿着y轴,而由于四条辐射缝的存在,电场主要沿y轴在四条辐射缝宽边中部辐射. 理论与实际仿真得到93.5 GHz频率下电场的辐射方向如图6所示.

图5 TM320 模的电场方向Fig.5 E-Field distributions of TM320mode

(a) 理论分析 (b) 仿真结果(a) Theoretical analysis (b) Simulation results图6 TM320模的电场分布Fig.6 E-field distribution of TM320

第三种辐射模式为TM330,对应设计频率106.1 GHz. 当能量从耦合缝进入谐振腔时,耦合缝两侧沿z轴方向的电场方向将会反向. 因此,区域1和3处、4和6处以及7和8处沿z轴方向的电场方向将会反向,如图7所示. 同时,在区域2、5和8中间处的电场也将因为对称结构而发生改变. 因此,电场的辐射方向与TM320类似,电场沿着y轴向外辐射. 理论与实际仿真得到104.7 GHz频率下电场的辐射方向如图8所示.

(a) 能量进入耦合缝前 (b) 能量进入耦合缝后(a) Before coupling (b) After couplingslot excitation slot excitation图7 TM330模的电场方向Fig.7 E-field contour map of TM330 mode

(a) 理论分析 (b) 仿真结果(a) Theoretical analysis (b) Simulation results图8 TM330模的电场分布Fig.8 E-field distribution of TM330

3 仿真结果

本设计通过HFSS软件仿真,得到的仿真结果与分析一致,出现了对应三种模式的三重谐振点,如图9所示. 可以看出:三个谐振点频率分别为81.84 GHz、93.53 GHz、104.84 GHz; -10 dB的阻抗带宽为79.93～105.24 GHz(28.6%),覆盖了W波段75%的频带范围.

三个谐振频率上对应的方向图如图10所示.三个谐振频率的增益分别为7.92 dB、9.22 dB、9.92 dB;交叉极化都低于-45 dB. 可以看出,该天线在频带内方向图稳定,交叉极化低.

图9 天线的S11参数Fig.9 S11 parameter of the antenna

(a) 81.84 GHz

(b) 93.53 GHz

(c) 104.84 GHz图10 天线方向图Fig.10 Radiation pattern of the antenna

4 测试结果

对W波段天线进行回波损耗和方向图测试时,测试设备需要采用W波段标准矩形波导(内部尺寸2.54 mm.×1.27 mm)接口连接. 为此,本文设计了如图11所示的从SIW到矩形波导的转换结构[10]. 该结构带宽有限,可以对SIW短路和转换膜片的尺寸进行分段设计. 本文仅给出76～91 GHz频带范围内的实物加工与测试. 加工采用普通激光印刷电路板(printed circuit board, PCB)工艺,分别对SIW谐振腔天线、馈电SIW及波导转换结构的两层基板进行加工,通过基板四周设置安装和定位孔用螺钉进行组装,加工的两层基板以及组装后的天线实物照片如图12所示.

图11 SIW至标准矩形波导的转换Fig.11 Transition from SIW to standard rectangular waveguide

图12 天线实物Fig.12 Antenna prototype

对天线的S参数测试采用了Agilent公司生产的矢量网络分析仪. 加转换结构前后S11参数仿真结果以及实际测试的S11结果如图13所示. 可以看出天线的实际工作带宽受到转换结构的影响变为76.4～91 GHz,因此仅给出75～94 GHz频段内的实测结果,与仿真的带宽基本一致,除了82.6 GHz的谐振点与仿真有些偏差,其他吻合得很好. 测试结果产生偏差的原因主要有PCB工艺的加工误差,采用螺丝安装定位的误差以及测试连接误差等. 由于W波段的天线尺寸小,缝隙的加工与安装误差对天线的影响相对较大[11].

天线的方向图采用W波段信号源加低噪放发射,待测天线接W波段接收检波系统进行测试. 分别对频段内80 GHz和90 GHz两个频率上的主极化方向图进行了测试,归一化结果如图14所示. 由于天线尺寸较小,天线增益小,加上测试环境不够理想,得到的方向图信噪比不够好,同时安装部件也会有一定影响,但实测方向图与仿真结果基本一致. 交叉极化太小,未能获得准确的测量结果. 两个频率上的半功率波束宽度仿真与测试结果见表2,数值较为相符.

图13 天线的S11 参数Fig.13 S11 parameter of the antenna

(a) 80 GHz

(b) 90 GHz图14 天线方向图Fig.14 Radiation pattern of the antenna

频率/GHz仿真E面/(°)实测E面/(°)仿真H面/(°)实测H面/(°) 8029.229.225.224.6 9048.646.423.824.0

5 结 论

本文应用高次模的SIW腔,设计了一种W波段宽带SIW背腔缝隙天线. 谐振腔内同时存在TM130与TM310混合模、TM320模以及TM330模三种高次模,从而有效展宽了天线的阻抗带宽,达到28.6%(78.93～105.24 GHz),覆盖了W波段75%的频带范围,且交叉极化很低. 实验验证中因受到了测试设备接口转换的限制,仅给出76～91 GHz频带范围内的测试结果,与仿真结果吻合得较好. 该天线可以用作抛物面天线的初级馈源,也可直接扩展成低剖面的高增益宽带背腔缝隙天线阵列,具有良好的应用前景.