基于多模滤波器概念的宽带天线设计

2018-09-12褚庆昕罗宇郑东泽吴锐

电波科学学报 2018年4期

褚庆昕罗宇郑东泽吴锐

(华南理工大学,广州 510640)

引言

近年来,随着无线通信的快速发展,天线需要同时覆盖多个频段,因此需要天线具有非常宽的频带．例如,对于现代基站天线而言,不仅需要宽的阻抗带宽,同时需要宽的方向图带宽、增益带宽等等．宽带天线的种类很多[1-2],例如,粗导体偶极子、椎形天线、行波天线和等角螺旋天线、对数周期天线等非频变天线．对于许多应用而言,粗导体天线尺寸虽然可以满足要求,但带宽不足;行波天线和非频变天线具备了足够的带宽,但尺寸又太大．实际上,除了教科书中介绍的宽带天线外,近年来出现了许多小型的宽带甚至超宽带天线,例如,在文献[3]中,褚庆昕等通过对矩形单极子天线切角实现了3.1～10.6 GHz阻抗宽带特性．文献[4]中通过多个C形天线的组合实现了更宽的阻抗带宽特性．遗憾的是,这类天线的文章中很少阐述其宽带的本质机理．通过输入阻抗和电流分布的观察,对比多模滤波器理论,我们发现,这类天线的机理本质上就是多模天线．多模天线是指由多个模式组合而成的天线,通过控制辐射单元的多个模式或者引入新的谐振模式实现宽带特性．对于小型化的宽带天线而言,可以说,多模结构才是最合适的选择．图1给出了多模天线基本概念的说明．假设谐振单元有二个谐振模式,图1(a)所示．一般情况下这二个模式的谐振频率相隔较远,无法形成宽带．如果找到一种方法,能够控制这些模式到适当的位置,就有可能形成宽带,如图1(b)所示．就电路特性而言,多模天线的本质是多模滤波器的原理,所不同的是,多模天线在保证阻抗带宽的同时还要满足方向图带宽,因此,要求在每个模式上天线要具有相似的电流分布．本文基于支节加载宽带滤波器的基本原理,提出了基于枝节加载偶极子的多模宽带天线,演示了一种典型的多模宽带天线的设计方法．所设计实现的天线在阻抗、方向图等方面都满足了基站天线的要求,可应用于现代基站天线．

(a) 两个谐振模式 (b) 二个模式到适当的位置形成宽带 (a) Two resonances form broadband at (b) Two modes to appropriate position图1 多模宽带天线的基本机理Fig.1 Mechanisms of multi-mode broadband antenna

1 支节加载多模滤波器原理

图2所示为基于支节加载谐振器实现的多模微带滤波器．通过奇偶模分析可以得到两个独立模式的谐振频率,如式(1)和(2)所示(其中,Z1,L1,Z2,L2分别表示半波长谐振器和短路线的特性阻抗和长度,c是真空中的光速,εeff是基片的有效介电常数,n=1,2,3…)．因此,通过改变支节和谐振器的尺寸,就可以独立地控制两个模式,从而实现双模宽带滤波器．文献[5]给出了一种基于支节加载谐振器的超宽带滤波器,工作带宽达到了3.1～10.6 GHz．

(a) 结构(a) Structure

(b) 奇偶模分析(b) Analysis of odd and even modes图2 支节加载多模滤波器Fig.2 Stub-loaded multi-mode filter

(1)

(2)

2 支节加载偶极子

我们把支节加载宽带滤波器的概念用于偶极子天线．在馈电端口并联加载了开路支节和短路支节,结构及尺寸如图3所示．图4给出了采用HFSS软件仿真得到的偶极子和支节加载偶极子天线的输入阻抗的实部、虚部和|S11|．可以看到,加载支节后,偶极子输入阻抗的虚部零点发生了移动,随着开路支节的增加,虚部零点向低频聚集．一个更有趣的现象是,输入阻抗的实部同时逐渐变缓,这为实现天线的宽带阻抗特性提供了可能．我们知道,阻抗虚部为零意味着谐振,虚部零点的移动意味着谐振模式的移动．因此,支节加载实质上就是控制了偶极子几个谐振模式的聚集．图5给出了支节加载偶极子的电流分布,可以看出,支节上的电流是相反的,辐射的电磁波在空间相互抵消,因此,支节加载几乎没有改变偶极子的电流分布,可以判断,方向图也会保持不变．

图3 支节加载偶极子Fig.3 Stub-loaded dipole

(a) 偶极子的输入阻抗实部和虚部(a) Real part and imaginary part of a stub-loaded dipole

(b) 支节加载偶极子的输入阻抗虚部(b) Imaginary part of a stub-loaded dipole

(d) 支节加载前后的|S11|(d) |S11| with and without loaded stubs图4 HFSS仿真的阻抗和|S11|Fig.4 HFSS simulation impedance and |S11|

图5 支节加载偶极子的电流分布Fig.5 Current distribution of the stub-loaded dipole

为了能够更好地理解支节加载偶极子宽带化的原理,我们基于传输线等效电路进行分析．假设半波偶极子等效为一段四分之一波长的开路线,终端接空间阻抗,如图6(a)所示．图6(b)为加载单短路支节的偶极子等效电路．针对图3的偶极子尺寸,假设传输线特性阻抗为100 Ω,空间阻抗为300 Ω．诚然,这个等效电路的假设并没有严格的理论依据,但是所计算的输入阻抗(图7(a))与HFSS全波仿真结果却非常相似．图7(b)和图7(c)分别为根据这个等效电路计算的输入阻抗和|S11|,其中支节长度为0.2λ(λ为谐振点中心频率对应的波长)．可以看到,单支节加载的偶极子在工作带宽内聚集了三个阻抗虚部零点,即谐振模式,阻抗实部在50 Ω左右变化,因此带宽明显大于只有单个模式的无支节加载的偶极子．图8给出了图3所示的支节加载偶极子的传输线等效电路及其所计算的输入阻抗．可以看到,基于传输线电路仿真的输入阻抗和HFSS仿真的输入阻抗是一致的,说明所提出的传输线等效电路是可行的．

为了减小支节所占的空间,根据倒L天线的原理,我们提出了倒L形支节加载偶极子,如图9所示．可以看到,随着倒L支节长度的增加,谐振模式同样可以向低频方向聚集．

(a) 偶极子(a) A dipole

(b) 单支节加载偶极子(b) A one-stub-loaded dipole

(a) 传输线等效电路 (a) Equivalent circuit

(b) 电路仿真的输入阻抗 (b) Input impedance by circuit simulation

(c) HFSS仿真的输入阻抗 (c) Input impedance by HFSS图8 加载开路和短路支节的偶极子的传输线等效电路和输入阻抗Fig.8 Equivalent circuit of open-stub and shorted-stub-loaded dipole and input impedance

图9 倒L支节加载偶极子及其|S11|Fig.9 Return losses of inverted-L stub-loaded dipole

3 应用

3.1 应用一

根据上一节提出的基于支节加载偶极子展宽带宽基本原理,褚庆昕等提出了一款单极化基站天线[6]．天线结构如图10所示,两个平行的短路单支节加载偶极子印制在介电常数为2.55的介质基板上,基板置于地板正上方四分之一波长处;两个偶极子之间相距半个波长;偶极子通过平行双线进行馈电;射频信号从同轴线馈入,先转化到微带上,然后渐变到平行双线上,并通过单支节阻抗匹配器实现匹配．天线的加工实物如图11所示．图12、图13和图14分别给出了仿真和测试的|S11|、天线的增益和半功率波瓣宽度、天线的辐射方向图,测试与仿真结果吻合良好．结果显示,天线在1.71～2.69 GHz频段内,|S11|小于-15 dB,增益为9.5±1 dBi,E面半功率波瓣宽度为65±4°,H面半功率波瓣宽度为64±5°,带内方向图稳定．

图10 单极化天线结构图Fig.10 Structure of the single-polarized antenna

图11 单极化天线实物图Fig.11 Prototype of the single-polarized antenna

图12 单极化天线的|S11|Fig.12 |S11| of the single-polarized antenna

图13 单极化天线的增益和半功率波瓣宽度Fig.13 Gain and HPBW of the single-polarized antenna

(a) 1.7 GHz H面 (XZ平面) (b) 1.7 GHz E面 (YZ平面)(a) 1.7 GHz H plane (XZ plane) (b) 1.7 GHz E plane (YZ plane)

(e) 2.7 GHz H面 (XZ平面) (f) 2.7 GHz E面 (YZ平面)(e) 2.7 GHz H plane (XZ plane) (f) 2.7 GHz E plane (YZ plane)

图14 单极化天线的辐射方向图Fig.14 Radiation patterns of the single-polarized antenna

3.2 应用二

基于倒L支节加载偶极子,褚庆昕等提出了一款双极化基站天线[7],结构如图15所示．该天线的两对开口环形偶极子通过耦合实现馈电,偶极子臂上加载L型支节．耦合馈电片印制在介质板(FR4,厚度为0.8 mm,介电常数为4.4)的顶层,加载L支节的偶极子印制在介质板的底层．天线优化后的主要参数为(单位:mm):Lg=120,H2=5,H1=36,Ls=90,dip_len=32.6,stub_len1=5,slot_w=0.23,stub_len2=22.4,dip_w=1.5．

图16给出了天线仿真和测试的驻波比及隔离度．结果显示天线相对带宽达到了25.6%,在1.7～2.2 GHz范围内电压驻波比(voltage standing wave ratio, VSWR)<1.5, 端口隔离度大于27 dB．图17给出了1端口的激励结果,实测的增益为8.1±0.8 dBi,半功率波瓣宽度(Half-power beamwidth，HPBW)为65±4.2°,与仿真结果吻合良好．端口1激励时的辐射方向图(水平面)如图18所示,该天线在整个带内具有稳定的辐射方向图．