永磁同步电机电流检测系统设计

蒋 明，邵文普，王 华

0 引言

光电跟踪系统中，永磁同步电机电流环的性能将关系到光电跟踪系统性能[1]，永磁同步电机电流检测精度直接影响到电流环跟踪性能，电流检测系统包括电流传感器、信号调理电路、模数转换电路以及控制系统。

本文推导了闭环霍尔电流传感器传输函数，分析了传感器内部运算放大器参数对响应时间的影响，设计了电流信号检测调理电路，采用同步采样方式进行电流采样，实现了电流闭环，实验表明采样电流噪声较小。

1 闭环霍尔电流传感器分析

磁平衡式电流传感器通过副边补偿电流所产生的磁场来抵消原边电流Ip在磁芯中产生的磁场，通过霍尔元件检测磁芯的零磁通状态，使得副边补偿电流Is能够精确地反映原边电流Ip。

根据霍尔原理，可得霍尔电压Vh

图1 闭环霍尔传感器结构框图Fig.1 Closed loop hall sensor structure diagram

其中，Kh为霍尔系数，B为垂直磁感应强度，Np为励磁电流Ip匝数，Ns为补偿电流Is匝数，Kε为电导率系数，I为霍尔器件激励电流，此电流由霍尔传感器内部恒流源产生，因此在垂直磁场不变时，霍尔电压与励磁电流成正比。

图1中运算放大器电路可以用传输函数表示：

其中，令Kp=RfRg，Ki=RfC，可以将运算放大器电路等效为PI控制器，控制器输出电流作为副边补偿线圈励磁电流。由于Vo=RM·Is，Vi=Vh，可得：

经化简可得原边电流到副边电流的传输函数：

其中， Kpp=KhKεNpI RM， Kss=KhKεNsI RM，在原边和副边匝数相等时，即N=Np=Ns时，K=Kpp=Kss，上式为一阶系统，经过拉普拉斯逆变换到时域后，单位阶跃响应为：

得到时间常数T为：

一阶系统的建立时间Ts一般为3T，由式（6）和式（2）可知，通过调节RM、Rf和Rg可以得到最优的建立时间，使得霍尔传感器平衡时间小于1 μs，同时也需要选择合适的RM使得Is在正常范围内。

当原边导线上有电流流过时，在原边导线周围会形成圆形磁场，霍尔元件产生霍尔电压，此电压经过运算放大器放大后驱动互补推挽电路，产生补偿电流Is。抵消原边电流磁场，使得霍尔元件所受磁场作用减小，根据式（1）霍尔电压也相应减小。最终效果是使得副边安匝数与原边安匝数相等，在参考传感器用户手册得到原副边匝数后，可以根据式（4）得到原副电流稳态增益为IsIp=NpNs。

2 电流信号调理电路

闭环霍尔电流传感器为电流输出，通过测量电阻RM转换为电压输出，如果直接将此电压输出作为模数转换器输入，由于输入阻抗不匹配的原因，导致实际的RM_real=RM//Rin，这里Rin是后级输入阻抗，最终实际测量电阻值RM_real＜RM，根据前文的论述会使得建立时间发生改变或者副边电流超出正常范围。

因而在本文中，霍尔电流传感器的输出先经过射极跟随器实现电流传感器和后级滤波电路阻抗变换，如图2所示。由于射极跟随电路作为电流检测的最前端，靠近三相桥式逆变器，受到的电磁干扰也最大，因而本文在设计PCB时将功率驱动部分和电流检测部分隔离供电、分开共地，使用隔离岛分隔每个功能模块[2-3]。

图2中使用仪表放大器INA118实现射极跟随作用，INA118具有温飘小、输入端带有过压保护、共模抑制比高、输入阻抗高于一般运算放大器等优点，更适合用于射极跟随器电路中。

为了使A/D采样时不发生频谱重叠，在射极跟随器之后设计了截止频率为6 kHz的2阶贝塞尔有源低通滤波器，如图2所示。有源低通滤波器的幅频、相频响应如图3所示，在1 kHz内增益纹波小于0.075 dB，最大相移为-12.985°。

图2 信号调理电路Fig.2 Signal processing circuit

图3 低通滤波器幅频相频响应Fig.3 Amplitute and phase response of lowpass filter

贝塞尔滤波器在通频带内具有平坦的幅度和线性相位响应（群延时基本不变），在1 kHz内群延时固定为36 μs，因而在测量永磁同步电机电流环带宽时，可以很容易地进行补偿。

3 同步采样[4-5]

在永磁同步电机的电流环控制中，控制频率取20 kHz，同步采样在控制周期的起点和中点处采样，可减小二倍载波频率谐波干扰，减小纹波噪声干扰，此时电流采样频率为20 kHz，模数转换器为AD7656，能够实现六通道独立同时采样，输入电压范围可达±10 V，由FPGA内部逻辑控制CONVST信号启动模数转换，采样流程如图4所示。

在图4中，(n-1)Tc为载波周期起点，(n-1 2)Tc为载波周期中点，在IF(k-1)时刻FPGA控制AD启动转换，与此同时在P(k-1)FPGA输出PWM波驱动三相逆变器，电流采样与PWM输出同步。

图4 DSP/FPGA工作流程Fig.4 DSP/FPGA working flow

4 实验验证

在设计了电流信号检测调理电路的基础上，构建永磁同步电机实验平台，如图5所示，在FPGA中实现电流采样，在DSP中实现电流环控制算法。

图5 实验平台Fig.5 Experiment platform

图6 三相电流Fig.6 Tri-phase current

在图4所示的工作流程图中，由FPGA产生20 kHz的控制信号，触发AD采样转换及PWM输出，触发DSP进入中断读取FPGA中采样数据，在DSP中实现电流闭环控制算法。

给定幅值为8 A，频率为1 Hz的q轴正弦参考电流进行电流环闭环控制，由电流检测调理电路得到三相反馈电流，如图6所示。

对A相电流进行傅里叶变换得到A相电流频谱，如图7所示，可见A相基波频率为1.5 Hz，相对于70 Hz以上频率噪声信噪比达到26.8 dB。

图7 A相电流频谱Fig.7 A-phase current spectrum

5 总结

本文的电流检测系统结构简单，检测噪声较小，获得了较高的三相反馈电流信噪比，提高了永磁同步电机电流环跟踪效果，已经应用于光电跟踪系统中。

参考文献：

［1］马佳光.捕获跟踪与瞄准系统的基本技术问题［J］.光电工程，1989（3）：1-42.

［2］刘雷波.信号完整性问题和印制电路板设计［M］.北京：机械工业出版社，2005.

［3］吕英华.电磁兼容的印制电路板设计［M］.北京：机械工业出版社，2008.

［4］耿华，于艾，杨耕.SVPWM逆变电源电流采样方法的比较［J］.电力电子技术，2005，39（6）：136-137.

［5］王建宽，崔巍，江建中，等.SVPWM技术的理论分析及仿真［J］.微特电机，2006，34（6）：15-17.