一种新型宽范围ZVS三电平全桥DC/DC变换器

张心波，张一鸣，付强，庞连路，李亮亮

(北京工业大学 信息学部,北京 100124)

0 引 言

传统的半桥或者全桥DC/DC变换器在大功率应用中主要受限于输入电压[1]，并且随着开关器件电压电流额定值的增长，开关频率会随着降低，导致变压器和滤波电感的体积增加，并且降低了转换效率[2]。为了减小开关器件上的电压应力，Pinheiro提出了一种零电压半桥三电平(Half-Bridge Three-Level,HB TL)变换器，开关管上的电压应力减小到了输入电压的一半，但是它并不适用于大功率的应用场合[3]。文献[4-6]介绍了复合式全桥三电平变换器，减小了输入输出电流纹波，提高了开关管的软开关(Zero Voltage Switches,ZVS)范围。这个电路包含一个三电平桥臂和一个两电平桥臂，由于两电平桥臂承受的电压为输入电压，该电路不适合高输入电压场合。文献[7]提出了全桥三电平(Full-Bridge Three-LevelFB TL)变换器，共有8个开关管组成，每个开关管承受的电压均为输入电压的一半，但是滞后桥臂换流困难。为此本文提出了一种改进的全桥三电平电路作为DC/DC可控源电路，它有两个降压绕组并联整流输出和一个串联换流电感的降压绕组。前者是为了降低输出电压；后者是用来保证开关管在全功率范围内实现软开关，并且减小了输入输出滤波器的体积。

1 主拓扑结构及工作原理简介

DC/DC变换器的主电路拓扑如图1所示，其中左侧桥臂包括箝位二极管D9和D10、开关管S1～S4(包括D1～D4和Cs1～Cs4)与飞跨电容Css1，右侧桥臂包括箝位二极管D11和D12、开关管S5～S8(包括D5～D8和Cs5～Cs8)与飞跨电容Css2，两个桥臂共用输入分压电容Cd1和Cd2，Llk为高频变压器漏感，Lc为换流电感。通过增加换流电感，实现了全功率范围内DC/DC可控源电路的软开关。

图1 三电平DC/DC变换器电路

在分析其工作过程时，假设：

(1)所有的元器件均是理想的；

(2)Cs1=Cs4=Cchop，Cs2=Cs3=Cs5=Cs6=Cs7=Cs8=Clag，Css1=Css2=Css3，Css≫Cchop，Css≫Clag。

(3)L≫n2Llk，其中，Llk为变压器漏感，L为滤波电感且足够大，可以看作是恒流源。

(4)变压器两个副边绕组所接电路参数相同，工作状态也相同，工作过程分析时只考虑一路情况。

图2 三电平DC/DC可控源电路工作波形

根据最佳控制方式需满足的三个条件：①在同样的占空比下功率传递最大；②滤波电感电流脉动最小；③开关管实现软开关[8]，采用非对称移相PWM控制方式，主要工作波形如图2所示。开关管S1、S4驱动信号采用脉宽调制，而其它桥臂采用互补驱动；S1和S2、S7、S8(或S4和S3、S5、S6)在同一时刻开通，而关断时刻不同；通过调制S1、S4的驱动波脉宽来控制输出电压，称S1、S4为斩波管，其他开关管为滞后管。此控制方式易于数字化实现，克服了传统移相控制专用芯片的控制精度和灵活性差等问题。该电路共有14种工作模式。

图3 左侧桥臂开关管的驱动信号

模式0：t0-时刻，开关管S1、S2、S7、S8导通，变压器原边电流ip=nI0，AB两点电压uAB=Udc，整流二极管DR1导通，DR2截止。串联母线电容Cd1、Cd2两端电压为Udc/2。其中Cd1向飞跨电容Css1充电，充电支路为S1、Css1、D10；Cd2向飞跨电容Css2充电，充电支路为S8、Css2、D11，直到飞跨电容Css1、Css2充到Udc/2为止。由于飞跨电容的箝位，S3、S4、S5、S6承受电压均为Udc/2。换流电感电流从反向最大电流ILc0开始正向增加，换流电感电流为:

(1)

式中m为变压器换流绕组与原边绕组的匝比。

若输出滤波电感L足够大，可以看作一个恒流源，输出电流Io在一个开关周期近似不变。因此，此时变压器原边电流由换流电感电流iLc(t0)、输出电流Io折算到原边电流值组成，即:

ip(t)=nIo+miLc(t0)≈nIo

(2)

模式1[t0+,t1]：t0时刻，开关管S1关断，原边电流ip向电容Cs1充电，开关管S1两端电压逐渐升高。由于飞跨电容Css1与S2、S3并联，Cs1与Cs4的电压之和为Udc/2，在Cs1充电的同时，Cs4放电。由于Cs1从零开始增加，开关管S1关断损耗很小，近似零电压关断。变压器原边电流ip等于输出电流在原边折算值，由于滤波电感足够大，原边电流Ip0基本不变，Cs1电压线性上升，Cs4电压线性下降。

到t1时刻，Cs4电压下降到零，Cs1电压充到Udc/2，此时谐振电感电流为：

(3)

模式2 [t1,t2]：t1时刻，由于Cs4电压下降到零，D4自然导通。若飞跨电容Css1电压略小于Udc/2，则箝位二极管D9导通，串联电容Cd2开始向负载提供能量。该模式中，由于飞跨电容作用，Cs4电压保持为零，所以在t5时刻以前的任意时刻均可零电压开通S4，这表明非对称移相PWM控制是可行的。此时AB两点电压为Udc/2，换流电感电流为:

(4)

模式3 [t2,t3]：时刻关断S2、S7、S8。在左侧桥臂，ip从S2转移到Cs2中，给Cs2充电，由于飞跨电容的作用，Cs2充电的同时Cs2必然放电，S2关断损耗很小；同时原边电流ip从S7、S8中转移到Cs5、Cs6、Cs7、Cs8，向Cs7、Cs8充电，向Cs5、Cs6放电，S7、S8为零电压关断。在该时段原边仍向副边输出功率，原边电流ip基本不变，所以各电容的充放电过程均为线性。换流电感电流为：

(5)

到t3时刻，uAB下降到零，换流电感电流达到峰值ILc0。此时CCs3=Udc/3，CCs2=Udc/6，uCs7=uCs8=Udc/6，uCs5=uCs6=Udc/3。

模式4 [t3,t4]：t3时刻，uAB降为零，副边绕组电压也降为零，整流二极管全部导通。由于此时换流电感电流达到峰值，换流电感电流对Cs2、Cs7、Cs8充电，对Cs3、Cs5、Cs6放电，直到t4时刻Cs3、Cs5、Cs6电压降为零。合理设计换流电感和绕组的匝数，很容易实现S2、S7、S8软开关，可得:

(6)

模式5[t4,t5]：t4时刻，若原边电流ip未减小到零，二极管D3、D4、D5、D6开始导通，为原边电流提供续流回路。可见在t5时刻之前任意时刻，即原边电流保持续流，均可零电压开通S3、S4、S5、S6。原边电流ip为:

(7)

模式6 [t5,t6]：t5时刻，开关管S3、S4、S5、S6开始导通，原边电流ip线性增加。由于原边电流ip没有达到负载电流在原边折算值Ip0，两个整流二极管仍然同时导通，ip反向增加，到t6时刻，ip绝对值增长到Ip0。

模式7 [t6,t7]：t6时刻，由于ip达到Ip0，二极管DR1承受反压关断，二极管DR2继续导通向负载提供能量。此时会有Cd2通过D9、Css1、S4支路向Css1充电，Cd1通过D12、Css2、S5支路向Css2充电的短暂过程，直到飞跨电容Css1、Css2电压达到Udc/2。到t7时刻，电路开始下半周期的工作过程，不再赘述。

2 软开关的实现

2.1 斩波管软开关

斩波管要实现 ZVS，必须有足够的能量来抽走开关管S4并联电容Cs4上的电荷，同时给关断的开关管S1的并联电容Cs1充电，则斩波管实现ZVS的能量为:

(8)

此能量主要来自负载电流折算到原边电流值。因为输出滤波电感足够大，近似认为恒流源,折算到原边的电流很容易让斩波管实现零电压开通。

2.2 滞后管软开关

三电平DC/DC可控源电路有三个滞后管同时关断，在关断过程中，除了给关断滞后管上并联电容完全充电，还要对另外三个滞后管上并联电容完全放电，才能实现滞后管的ZVS。以S2、S7、S8关断为例，如图2所示，分为两个阶段。第一阶段：uAB下降为零，对应于模式3，此阶段主要由输出滤波电感折算电流提供能量。

(9)

第二阶段：uAB上升到Udc，对应于模式4，此阶段主要由换流电感折算电流提供能量。

(10)

由此可见，在关断期间，输出滤波电感和换流电感折算电流分时为滞后管提供换流能量。

3 实验结果

采用上述拓扑结构研制一台6 kW开关电源一台。其主要技术参数如下：输入电压Vdc=540 V，输出电压Vo=30 V，输出电流Io=200 A，开关频率fs=20 kHz。

三电平全桥DC/DC变换器的S1、S2、S3、S4的驱动信号如图3所示。S1和S2(S4和S3)同时开通，但不同时关断。S7和S8的驱动波形与S2一致，S5和S6的驱动波形和S3一致。斩波管S1和S4的驱动信号脉宽可调，来控制输出电压和电流的大小。

图4 重载时变压器原副边电压和电流波形

图4和图5分别给出了重载时和轻载时三电平DC/DC可控源电路高频变压器原边电压波形、副边整流后电压波形和原边电流波形。轻载时，开关管同样实现ZVS，与理论分析一致。与两电平DC/DC可控源电路相比，副边电压多了一个电平，导致输出滤波的体积减小。额定输入电压和负载变化下的测量效率曲线如图所示，随着荷载的增加，发射效率提高，最大效率为95%。

图5 轻载时变压器原副边电压和电流波形

4 结束语

三电平全桥变换器拓扑中开关管的电压应力为输入电压的一半，因此可以有效解决高输入电压问题，从而提高了开关器件的工作频率，降低了变压器和滤波器的尺寸。增加的换流电感可以帮助开关器件实现全功率范围内的软开关。由于变压器的漏感减小，变压器的损耗随之降低，电源的效率得到了有效提升。提出了一种非对称相移脉宽调制控制，控制方法简单，易于数字化实现，可以通过调节驱动脉冲宽度达到控制占空比的目的。

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