单周期控制的双向半桥AC-DC变换器

唐智，夏泽中，黄刚，苏洪扬

（1.武汉理工大学自动化学院，湖北 武汉 430070；2.长园深瑞继保自动化有限公司，广东 深圳 518057；3.国网恩施供电公司，湖北 恩施 445000）

单周期控制的双向半桥AC-DC变换器

唐智1，夏泽中1，黄刚2，苏洪扬3

（1.武汉理工大学自动化学院，湖北 武汉 430070；2.长园深瑞继保自动化有限公司，广东 深圳 518057；3.国网恩施供电公司，湖北 恩施 445000）

提出了一种改进型单周期控制的双向半桥AC-DC变换器。与普通单周期控制的变换器不能工作在逆变模式相比，所提出的变换器能稳定工作在整流模式和逆变模式，实现了能量的双向流动，并具有高功率因数的特点。介绍和分析了改进型单周期控制的半桥AC-DC变换器的工作原理，分析其稳定性条件和桥臂电容电压的平衡问题。仿真和实验结果验证了理论分析的正确性。

单周期控制；双向变换器；半桥AC-DC变换器；高功率因数

随着光能、风能等可再生能源发电技术逐渐被广泛应用，可再生能源占总用电量的比重正在快速增加。由于可再生能源发电的间歇性，需要大容量的储能系统来提高能量的利用率。储能系统要求所使用的变换器具有能量双向流动能力、高功率因数和低的总谐波失真［1］。双向AC-DC变换器就是储能系统中常用的变换器之一。

与全桥拓扑相比，半桥电路结构更为简单，开关器件更少，因而开关损耗较小，整体效率更高［2］。对于小功率、低成本应用，单相半桥ACDC变换器具有优势。单相半桥AC-DC变换器不仅适用于双向AC-DC变换，使用2个对称的半桥AC-DC变换器，中间通过变压器隔离，可以构成双向半桥DC-DC变换器［3］。

普通单周期控制的AC-DC变换器不能工作在逆变模式［4-5］，而文献［6］所提出的控制策略相当复杂，它将交流侧的输入电压相位和电压的正负极性调制成电流的参考量，从而保证变换器电流和电压相位相差180°，完成能量的回馈。

本文采用一种改进型的单周期控制算法，以实现半桥AC-DC变换器在整流模式和逆变模式下稳定工作，并能够平稳切换。为使半桥电路电容中点电位基本不变，引入了电容均压控制。

1 电路拓扑与工作原理

1.1 双向半桥AC-DC变换器工作原理

图1为双相半桥AC-DC变换器原理图。图1中，Us（t）为交流侧电压，Uo为直流母线电压，L为储能电感，Rs为原边电流采样电阻，Rh为原边负载电阻，C1，C2为桥臂电容，S1，S2为开关管，E为等效电池组。该拓扑使用2个相同参数的电容串联，代替全桥电路中的开关管，同时作为储能电容，减小直流电压中的纹波。

图1 双向半桥AC-DC变换器Fig.1 Bidirectional Half-bridge AC-DC converter

根据电池组电压来决定电路的工作状态。当电池电压小于直流母线电压时，变换器工作在整流状态，其工作方式相当于Boost电路，实现高功率因数整流；反之，变换器工作在逆变状态，工作方式相当于Buck电路，实现能量的回馈。

1.2 改进型单周期控制

半桥AC-DC变换器的改进型单周期控制框图如图2所示。图2中，Uo为输出电压，Uo*为参考电压，UE为偏差电压，UM为PI调节器的输出，Ts为开关周期，is为电感电流采样值，ΔUc为桥臂电容电压之差，Re为等效负载电阻。稳态时UM为常数，利用1个可复位积分器，可以得到1个峰值为2UM的双极性锯齿波，用uR表示：

式中：t为时间。

图2 改进型单周期控制框图Fig.2 Control block diagram for modified OCC

通过采样电阻Rs，将电感电流采集后与锯齿波比较，其结果作为RS触发器的复位信号。

在普通单周期控制的基础上，引入1个与交流源电压瞬时值成正比的虚拟采样电流ih。该采样值与电感电流采样值相加，作为比较器的输入：

以整流模式下交流电源正半周期为例，说明变换器开关过程。在1个时钟周期开始时，时钟信号复位积分器，同时置位SR触发器，开关管S2导通，电感电流增加。当Rs(is+ih)的大小超过uR时，SR触发器复位，开关管S2关断，S1导通，电感电流减小。因此，单周期控制实际上是一种峰值电流控制方式，其电流波形与开关时序如图3所示。

图3 电流波形与开关时序原理图Fig.3 Schematic diagram of current waveforms along with switching sequence

2 单周期控制的半桥AC-DC变换器建模

在对改进型单周期控制的双向半桥AC-DC变换器建模时，做如下假设：1）桥臂电容足够大，可以忽略电容电压的不平衡；2）开关周期比工频周期小得多；3）忽略交流电流中的谐波分量。

Kr和Kf分别为电感电流的采样值上升和下降的斜率：

式中：us为交流电压瞬时值；，分别为2个桥臂电容电压；L为交流侧电感量；Rs为采样电阻值。

由图3所示几何关系，可以得到2个开关管的导通时间：

式中：IN为第N个开关周期原边电流is+ih的峰值；Km为锯齿波的斜率，Km=-2UM/Ts。

从第N个开关周期到第N+1个开关周期，电感电流峰值增加量为

式中：t3-t2为第N+1个开关周期S2的导通时间。

由于相邻2个开关周期内，电感电流变化很小，故可用t1代替t3-t2。联立式（3）～式（5），可得：

按照假设条件，式（6）可以化简为

则对应的电流稳态相量表达式为

图4a为相应的普通单周期控制的半桥ACDC变换器平均模型。由式（8）可得改进型单周期控制的双向半桥AC-DC变换器的平均模型如图4b所示。

图4 变换器电路平均模型Fig.4 Average models of the OCC based converter

2.1 桥臂电容电压平衡

在前文的建模中，假设半桥AC-DC变换器桥臂电容足够大，因而忽略了桥臂电容电压不平衡的现象。但在实际工程中，桥臂电容频繁的充放电使其电压不断变化，这对变换器的性能和稳定性都会造成影响。在改进型单周期控制的变换器建模中，考虑到桥臂电容电压之差，则可得到如下稳态相量表达式：

2.2 稳定性分析

当变换器稳定工作时，根据电感的伏秒平衡原则，可以推导变换器的稳态占空比为

根据图3所示电感电流采样值与调制波的关系，可以得到第N个和第N+1个周期的占空比dN和dN+1满足如下关系：

化简可得

由式（11）、式（13）、式（14）可得如下关系式：

可知，当|k |＜1时，系统稳定。由式（3）、式（14）可得：

系统在交流电源的整个周期内都要满足式（16），因此，系统的稳定条件为

3 仿真和实验

3.1 仿真结果

为了验证前面的理论分析，采用PSIM 9.0软件对单周期控制的半桥AC-DC变换器进行仿真。交流电源为110 V/50 Hz，直流母线电压为400 V，功率为400 W，电感为2 mH，每个桥臂电容2 000 μF，开关频率100 kHz。

图5a所示为普通单周期控制的半桥AC-DC变换器的仿真结果，在0～150 ms期间稳定工作在整流模式，在150 ms处强制切换到逆变模式时，系统变得不稳定。图5b所示为改进型单周期控制的半桥AC-DC变换器，同样在150 ms处切换到逆变模式，系统很快稳定工作在逆变模式。通过仿真软件的分析工具，可以得到改进型控制的半桥AC-DC变换器，整流工作时，功率因数为0.993；逆变工作时，功率因数为-0.984。

图5 仿真波形Fig.5 Simulation waveforms

未加电容均压补偿控制和有电容均压补偿控制的桥臂电容电压波形如图6所示。可以看出，加入电容均压补偿控制后，桥臂电容电压不平衡现象得到明显的改善。

图6 桥臂电容电压波形Fig.6 Voltage waveforms of bridge capacitors

3.2 实验结果

本文搭建了一台基于DSPTMS320F28069的改进型单周期控制的双向半桥AC-DC变换器实验样机。实验样机功率为400 W，交流侧电压为110 V/50 Hz，直流侧电压400 V。电感1 mH，每个桥臂电容1 000 μF，开关频率100 kHz。

图7a为开关管S1和S2的驱动电压波形；图7b为整流工作时输出电压波形，稳定控制在400 V；图7c为整流时输入电压与电流的波形，可以看出输入电流基本跟踪输入电压，实现高功率因数整流；图7d为逆变时输入电压与输入电流的波形，电压与电流相位相差180°。实验结果表明，改进型单周期控制的半桥AC-DC变换器可以稳定工作在整流模式和逆变模式。

图7 实验波形Fig.7 Experimental waveforms

4 结论

本文提出了一种改进型单周期控制的双向半桥AC-DC变换器。通过在实际采样的电感电流中增加1个与交流电源成比例的虚拟电流，变换器能够稳定工作在整流模式和逆变模式，并能够平稳切换。该变换器还具有高功率因数的特点。将桥臂电容电压差引入到反馈控制回路中，改善了桥臂电容电压不平衡的问题。仿真波形和实验结果验证了理论分析的正确性。

［1］Qian Hao，Lai Jih-Sheng，Zhang Jianhui，et al.High-efficiency Bidirectional AC-DC Converter for Energy Storage Systems［C］//IEEE Energy Conversion Congress and Exposition，Atlanta，America，2010：3224-3229.

［2］Ghosh R，Narayanan G.A Simple Analog Controller for Singlephase Half-bridge Rectifier［J］.IEEE Transactions on Power Electronics，2007，22（1）：186-198.

［3］Kim Jaehong，Song Hong-Seok，Kwanghee Nam．Asymmetric Duty Control of a Dual-half-bridge DC/DC Converter for Single-phase Distributed Generators［J］.IEEE Transactions on Power Electronic，2011，26（3）：973-982.

［4］Qiao Chongming，Smedley K M，Zhou Luowei.Unified Constant-frequency Integration Control of Active Power Filterssteady-state and Dynamics［J］.IEEE Transactions on Power Electronic，2001，16（3）：428-436.

［5］Qiao Chongming，Smedley K M.Unified Constant-frequency Integration Control of Three-phase Standard Bridge Boost Rectifiers with Power Factor Correction［J］.IEEE Transactions on Industrial Electronics.，2003，50（1）：100-107.

［6］Jin Taotao，Li Lihua，Keyue Smedley.A Universal Vector Controller for Four-quadrant Three-phase PFC，APF，STATCOM，and Grid-connected Inverter［J］.IEEE Transactions on Circuits and Systems，2004，54（2）：377-390.

One Cycle Controlled Bidirectional Half-bridge AC-DC Converter

TANG Zhi1，XIA Zezhong1，HUANG Gang2，SU Hongyang3
（1.Automation College，Wuhan University of Technology，Wuhan 430070，Hubei，China；2.CYG SUNRI Co.，Ltd.，Shenzhen 518057，Guangdong，China；3.State Grid Enshi Power Company，Enshi 445000，Hubei，China）

A modified one cycle control（OCC）based bidirectional half-bridge AC-DC converter was proposed.Compared to the conventional OCC based converter which fails to operate in inverting mode，the proposed converter could operate stably in both rectification and inverting mode，thus bidirectional power flow with high power factor was realized，operation principles of the proposed half-bridge AC-DC converter were presented and analyzed，and the stability criterion along with the voltage balance of the bridge capacitors was derived.Simulation performance and the experimental results show agreement with theoretical analysis.

one-cycle control；bidirectional converter；half-bridge AC-DC converter；high power factor

TM46

A

10.19457/j.1001-2095.20171006

唐智（1992-），男，硕士研究生，Email：tangle309@sohu.com

2016-08-22

修改稿日期：2017-01-10