具有L波段单脉冲跟踪能力的L/S双波段共用波纹喇叭天线

邓智勇 阮云国 李勇

(1. 中华通信系统有限公司河北分公司, 石家庄 050081;2. 中国电子科技集团第54所, 石家庄 050081)

具有L波段单脉冲跟踪能力的L/S双波段共用波纹喇叭天线

邓智勇1,2阮云国2李勇2

(1. 中华通信系统有限公司河北分公司, 石家庄 050081;2. 中国电子科技集团第54所, 石家庄 050081)

单脉冲跟踪以其精度高、速度快等优点而被广泛应用于跟踪中、低轨卫星通信天线中．本文工作研究单槽深波纹喇叭的差模临界截止点和电压波腹点,通过提取波纹槽差模信号,设计了具备L频段单脉冲跟踪能力的L/S双频共用喇叭天线．实际测试结果表明,在L/S频段该喇叭具有良好阻抗匹配特性和辐射方向图旋转对称特性,且L频段差模信号实现了单脉冲跟踪能力,该喇叭天线电气性能满足工程应用要求.

波纹喇叭;双频段;单槽深;差模耦合;脉冲跟踪

DOI 10.13443/j.cjors.2016110801

引 言

由于北斗导航的定位精度越来越高,对北斗地面监测接收天线的跟踪卫星信号的精度也提出更高要求,因此原来天线的步进跟踪方式已经满足不了当前跟踪精度的要求,目前天线跟踪方式主要采用[1]圆锥扫描跟踪、步进跟踪、程序引导跟踪、单脉冲跟踪等方式,其中单脉冲跟踪[2-3]以其精度高、速度快等特点而被广泛应用于跟踪中、低轨卫星通信天线中．单脉冲跟踪方式是目前跟踪方式里跟踪精度最高的方式之一,采用单脉冲跟踪方式能够满足此性能要求, 而且跟踪频率为L频段并且工作频带窄,根据天线的电气性能特点,此L频段单脉冲跟踪方式应该采用从波纹喇叭内耦合出差模的技术.在美国的加州戈尔德斯顿DSS-25上安装了一套X/Ka多频段馈源[4],其X频段发射与接收信号就是采用波纹槽内耦合技术实现的．在国内对波纹喇叭内耦合出信号的研究主要有李绍友、张成全等,他们主要研究了S/X、X/Ka频段馈源等工作,并把这种技术应用到遥测天线[2]．波纹喇叭差模耦合单脉冲跟踪方式具有结构紧凑、加工周期短、制造成本低、定位更精确等优点．

L/S双频段波纹喇叭与L频段单脉冲跟踪网络集成为一体,即满足L/S双频段波纹喇叭的电气性能又实现了L频段单脉冲跟踪功能．L/S双频段波纹喇叭与L频段单脉冲跟踪网络原理框图如图1所示．此项研究技术已经应用到实际工程上,天线的各项电气性能满足指标要求并实现L频段高精度的跟踪要求．

图1 L/S双频段波纹喇叭与L频段单脉冲跟踪原理框图

波纹喇叭内耦合出差模的技术目前国内外主要研究在高低频配置上大于3个倍频程,而对于L/S双频段波纹喇叭与L频段单脉冲跟踪器其高低频为2.26倍频程,解决了对S频段和模信号的影响,实现了L/S双频段波纹喇叭电气性能良好,L频段单脉冲跟踪精度高的特性,此技术已经应用到实际工程上,同时也取得了很好的经济效益．

1 理论分析与设计

1.1 L/S双频段波纹喇叭的设计分析

L/S双频段波纹喇叭分为4个部分:光壁过渡段、模变换段、变角段及辐射段．为了更好地设计出L/S双频段波纹喇叭,本文首先分析了波纹喇叭的导纳和波纹喇叭到天线副反射面边缘照射的幅度与相位等参数．

L/S双频段波纹喇叭的工作带宽接近2.6个倍频,所以L/S双频段波纹喇叭模变换段部位采用环加载槽结构,其余部分采用直槽深结构[5]如图2所示,P为单槽深结构的槽周期,a为波纹喇叭内径,W为槽宽,t为槽齿厚,d为槽深度．

图2 部分单直槽深结构示图

在模变换段内的每个周期由环加载槽和槽齿组成,其中环加载槽展宽工作频带,在L/S双频段波纹喇叭内其他段的每个槽周期是由1个直槽和槽齿组成．L/S双频段波纹喇叭采用单槽深结构,其工作频带也不是很宽,因此在模转换段的入口与出口的口径尺寸选取上主要参照JAMES模型[3]设计,经过综合考虑选取L/S双频段波纹喇叭的槽周期P为25 mm、槽宽W为20 mm、槽齿厚t为5 mm,模变换段入口半径选为Klia1=2.9,模变换段出口半径选为Klia2=4.0．为了使整个波纹喇叭的工作频带更宽,在模变换段入口槽参数选取的原则是尽量取工作频带高频点的导纳接近∞,在模变换段出口槽参数选取的原则是尽量取工作频带低频点的导纳接近0．通过选定好的模变换段槽参数,理论计算得出模变换器的入口导纳Y如表1所示,从模变换器的入口导纳数据可以看出所有频段内导纳绝对值都大于20,从工程经验上来说导纳绝对值大于20,就相当于模变换器的入口趋近于光壁圆波导,波纹槽参数的选取是合适的．波纹喇叭出口的导纳如表2所示,从数据中可以看出在波纹喇叭出口L频段内的导纳值都是在负导纳区,但是导纳绝对值大部分小于1,对于单槽深波纹喇叭来说这个L/S波纹喇叭的工作频带要更宽一些,这也就导致S频段的高频点的导纳要更高,从仿真与实测结果表明导纳稍高,对S频段波纹喇叭内的辐射特性并没有产生很大的影响．

表1 模变换器的入口导纳Y

表2 波纹喇叭的出口导纳Y

由于L/S双频段波纹喇叭工作频率比较低,波纹喇叭的口径比较大,为了使得天线效率和第一旁瓣能够满足性能要求,这里需要考虑初级馈源遮挡影响问题,因此波纹喇叭与天线副反射面的距离不能太近．根据设计经验和天线的电气性能指标要求,最后选取L/S双频段波纹喇叭的最大辐射口面槽参数为:喇叭辐射口径ah=415.45 mm,喇叭照射角θh=17°,相心距口面650 mm．L/S双频段波纹喇叭利用球面波展开法[6]计算,得出喇叭口面到天线副反射面边缘照射幅度与相位结果如表3所示．

表3 喇叭口面到天线副反射面边缘照射幅度与相位

从计算出的数据可以看出,L/S双频段波纹喇叭槽参数选取是比较合适的,基本满足天线电气性能指标要求．

1.2 L频段单脉冲跟踪器的分析

L频段单脉冲跟踪器主要由L频段差模信号耦合器、高频滤波器、差模信号合成馈电网络组成．

L频段差模信号耦合器由上述已确定出L/S双频段共用单槽深波纹喇叭内的槽参数,从波纹槽内耦合出L频差模信号．通过L/S双频段波纹喇叭槽参数求解L频段差模信号等效导纳Y差．在L/S双频段波纹喇叭模变换段内由环加载槽组成的差模信号HE21(m=2、n=1)等效导纳Y差计算公式为:

(1)

(2)

(3)

其余波纹喇叭段由直槽构成,差模信号HE21(m=2、n=1)等效导纳Y差计算公式为:

(4)

将L频段差模信号等效导纳代入由表面阻抗法导出的波纹波导特征方程,求解出L频段差模信号HE21(m=2、n=1)特征值[6-7]:

(5)

将求解出的L频段差模信号特征值k0a代入公式

(6)

可以得出每个槽周期内的L频段差模信号的传播常数β差,根据L频段差模信号的传播常数β差判断出L频段差模信号的临界截止点的位置[1]判断方式如下:

当β差为实数时,表示L频段差模可以在波纹槽内传播;当β差为虚数时,表示L频段差模不可以在波纹槽内传播;当β差=0时,表示L频段差模在波纹槽内为临界截止点．

然后由L频段差模信号的临界截止点的位置与L频段差模信号的传播常数β差，计算出L频段差模信号的波节点,公式如下:

(7)

式(7)中:S为从临界截止点开始数的第S槽;n为从临界截止点开始数的第n个波节点;λ为自由空间波长．

L频段差模信号耦合器通过理论计算分析得出在变角段从模变换段向辐射段看去的方向第3个槽周期内耦合出L频段差模信号．根据波纹喇叭内高次模HE21模(即差模信号)的场分布,在波纹喇叭槽底圆周上均匀依次开设有第一至第八耦合口,每个耦合口之间的夹角为45°,在L频段差模信号耦合器每个耦合口外侧连接一个L频段差模信号带通滤波器,减少L频段差模信号耦合器对波纹喇叭内的其他频率信号的影响,然后八路差模信号进入馈电合成网络,其合成网络由功分合路器与3dB电桥组成,经差模信号馈线合成后输入跟踪接收机,实现天线的单脉冲跟踪功能．L频段差模信号馈电合成网络原理框图[1]如图3所示．

图3 L频段差模信号馈电合成网络原理框图

2 仿真结果与实验验证

(a) L频段仿真与实测

(b) S频段仿真与实测图4 L/S双频段波纹喇叭电压驻波比仿真与实测结果

通过理论计算得出耦合口的位置、差模端口矩形波导尺寸、耦合口、低通块模滤波器的结构尺寸．使用champ仿真软件主要仿真计算了L/S两个工作频段的主模方向图和主模电压驻波比,在HFSS仿真软件中建立一个拥有L频段单脉冲跟踪网络的L/S双频段单槽深波纹喇叭模型,主要仿真计算L跟踪频段的差模方向图、L跟踪频段的主模方向图、差模端口电压驻波比、差增益、差零深等参数,然后进行实物加工与测试．仿真与实测图形趋势也比较吻合,L/S两频段和差端口隔离度小于-30 dB．L/S双频段波纹喇叭电压驻波比(Voltage Standing Wave Ratio,VSWR)仿真与实测结果,如图4所示, L/S双频段的和方向图仿真与实测结果如图5所示．

(a) L频段和方向图

(b) S频段和方向图图5 L/S双频段波纹喇叭和方向图仿真与实测结果

图5给出了波纹喇叭在L、S两个工作频段的高中低三个频点和方向图仿真与实测结果．从图5(a)L频段和方向图仿真与实测结果边缘照射电平还是有点偏差,产生偏差的因素主要有以下几个方面:第一、使用champ软件仿真的是理想远场和方向图,而实测和方向图只是在近似远场的条件下测试,产生的一些测试误差;第二、由于馈源的重量和体积都比较大,放置的馈源相心位置也会产生一些偏差;第三、由于L/S双频段波纹喇叭尺寸比较大,在保证喇叭参数时其加工和装配工艺的精度会有一定偏差．

(a) 1.19 GHz和差方向图

(b) 1.2 GHz和差方向图

(c) 1.21 GHz和差方向图图6 跟踪频段和差方向图仿真与实测结果

图6是跟踪频段和差方向图仿真与实测结果,从图中可以看出1.19 GHz、1.2 GHz、1.21 GHz的仿真与实测结果基本吻合,其差零深都大于35 dB,差增益仿真结果为6 dB、7 dB、7 dB,差增益实测结果为8 dB、9 dB、10 dB,差增益实测与仿真的结果有3 dB左右的偏差,主要原因在于:仿真模型差信号的结果馈电合成网络是无损耗的,而实测差信号的结果馈电合成网络是有损耗的,还有测试方法与测试误差的影响,导致实测结果与仿真结果的差异．

3 结 论

论文以L/S双频波纹喇叭和L频段单脉冲跟踪器为研究对象,在单槽深结构形式的槽底开差模耦合口,通过馈电合成网络形成差模信号,实现了L频段单脉冲跟踪器的功能．论文研究从L/S双频波纹喇叭的设计、到耦合出L频段差模信号,通过馈电网络合成,形成单脉冲跟踪信号,同时保证L/S双频段主模信号的基本无影响,满足了工程上天线的电气性能指标要求,实现了天线单脉冲自跟踪功能和天线跟踪精度的要求．这项研究技术已经应用到导航接收系统工程中,天线运行良好,进一步验证了波纹槽内耦合差模信号的可行性,解决了3个倍频以内的差模信号的耦合技术,还有待于更深入研究的工作是在多频段波纹喇叭内耦合出多频段差模信号以及低频段和模信号．

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邓智勇 (1979—),男,江西人,高级工程师．主要从事微波技术天线馈源网络系统研究．

阮云国 (1981—),男,黑龙江人,高级工程师．主要从事微波技术天线馈源网络系统研究．

李勇 (1978—),男,河北人,高级工程师．主要从事微波技术卫星天线馈源系统研究．

Design of an L/S dual-band corrugated horn with monopulse tracking ability in L-band

DENG Zhiyong1,2RUAN Yunguo2LI Yong2

(1.ChinaCommunicationsSystemCoLtd.HebeiBranch,Shijiazhuang050081,China;2.The54thResearchinstituteofChinaElectronicsTechnologyGroupCorporation,Shijiazhuang050081,China)

Monopulse tracking is widely used in tracking middle or low orbit satellite communication antenna. The cutoff frequency and the voltage maximum position of the differential mode of the single-slot corrugated horn is studied. Based on the differential mode signal, an L/S dual-band corrugated horn with monopulse tracking ability in L-band is designed. The measured results demonstrate that the horn has good matching performance and symmetric radiation pattern in L/S band. Besides, the differential signal coupled from the corrugated horn is able to fulfill the monopulse tracking in L-band. It is indicated that the corrugated horn antenna satisfies the requirements in application.

corrugated horn; dual-band;single-slot; differential mode coupling; monopulse tracking

2016-11-08

10.13443/j.cjors.2016110801

TN 828.5

A

1005-0388(2017)01-0044-06

联系人： 邓智勇 E-mail: dengzhiyong_305@163.com

邓智勇, 阮云国, 李勇. 具有L波段单脉冲跟踪能力的L/S双波段共用波纹喇叭天线[J]. 电波科学学报,2017,32(1):44-49.

DENG Z Y, RUAN Y G, LI Y. Design of an L/S dual-band corrugated horn and L-band monopulse tracker[J]. Chinese journal of radio science,2017,32(1):44-49. (in Chinese). DOI: 10.13443/j.cjors.2016110801