反激微型逆变器的混合控制策略研究

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(三峡大学 电气与新能源学院，湖北　宜昌　443002)

1　引言

光伏发电技术在现今得到了广泛的应用，其中光伏并网系统结构包括有集中式、组串式和微型逆变器(Micro-inverter)等。微型逆变器的概念是由Caltech′s Jet Propulsion Laboratorys在20世纪70年代提出[1]，它也被称为交流模块(AC Module)，相比传统大型光伏逆变器，微型逆变器在单位功率成本上不具由优势，但它能解决组串式逆变器存在的安全隐患，降低功率损失，近几年微型逆变器的应用越来越广泛。

反激变换器的微型逆变器拓扑[2]，前级实现直流升压，将电流变为直流的正弦波，后级采用工频极性转化电路将直流正弦波电流转换为交流正弦波电流注入电网，它拥有3种工作模式：连续电流模式(CCM)、断续电流模式(DCM)和临界电流断续模式(BCM)。在CCM模式下，反激变换器具有类电压源特性[3]，主电路必须采用软开关等技术减小开关损耗，且控制复杂，系统不易稳定，因此本文选择另外两种工作模式对反激逆变器进行分析。

在DCM模式下，反激逆变器的控制较简单，功率密度较低，但是在功率较小时能保持较高的效率，BCM模式具有较高的功率密度和功率转换效率，但是其控制较复杂，轻载时损耗较大，其峰值电流也较大。为了提高逆变器效率和降低成本，文献[4]提出在轻载时使逆变器工作于DCM模式，输出功率较大时工作于BCM模式以达到降低开关损耗，提高功率密度的目的。文献[5]提出利用交错并联技术，在电网相位角较低的时候逆变器工作于单个反激的BCM模式，在相位角较高的时候工作于交错反激的BCM模式。文献[6]提出在交错并联反激逆变器下，在电网相位角较低的时候逆变器工作于交错反激DCM的模式，在相位角较高的时候工作于交错反激的BCM模式。文献[7]提出在交错并联反激逆变器下，设置3个区间分别工作于交错反激的BCM模式、单个反激的BCM模式和单个反激的DCM模式。

本文提出一种逆变器工作在交错并联模式下的BCM/DCM混合控制策略，根据相位角的不同和输出功率的不同选用不同的工作模式。

2　反激逆变器的模型分析

图1和图2为反激逆变器的主电路和简化电路，反激逆变器工作在DCM和BCM模式都采用原边峰值电流控制[8]，通过控制原边电流可以实现并网电流的正弦化和控制并网电流的大小。

图1　反激逆变器主电路

图2　反激逆变器的简化电路

设iref为原边电流参考值，假设在t时刻主开关管开通，原边电流ip从零开始上升，到Ip时结束，导通时间为Ton，主开关管关断后，副边二极管电流开始下降，下降到0时的关断时间为Toff，则求其导通时间和关断时间有以下公式：

(1)

(2)

式中，Lm为变压器励磁电感；Vpv为反激逆变器输入电压；N为变压器变比；Vg为电网电压的有效值。

又因为原边电流Ip直接受原边电流参考值iref控制，可以令ip等于iref,Ip=iref(t)，此时副边二极管平均电流：

(3)

要使并网电流为正弦且跟随电网电压的相位，假设并网电流有效值为Ig，则:

(4)

联立式(3)和(4)得:

(5)

DCM模式下，开关管的周期和频率是固定不变的，设定开关周期为TDCM,频率为fDCM，则有:

(6)

BCM模式下，开关周期为:

TBCM=Ton+Toff

(7)

联立式(1)、(2)、(5)、(6)、(7)，可以求得原边峰值电流的基准:

(8)

式中Po=Ig·Vg，若参数Vpv，Vg，N，Lm和fDCM不变，iref的大小就只与Po有关，通过改变给定基准值中Po的大小就可改变逆变器输出功率。

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3　反激逆变器BCM/DCM的混合控制策略

3.1　单路反激逆变器的混合控制策略

设计逆变器工作在BCM模式下的最大开关频率为flimit，联立式(1)、(2)、(7)、(8)，可以求得在BCM模式下开关管的频率变化：

(9)

由式(9)可知在BCM模式下，半个工频周期内，当电网相位角从向电网电压过零点靠近时，开关频率会不断增大，以至于超过其最大开关频率，输出功率减小也会升高它的开关频率，当输出功率减小到临界值Plimit时，fBCM的最小值都会超过其设置的最大工作频率，由式(9)可得临界值：

(10)

反激逆变器在BCM模式下具有较高的功率密度和转换效率，但是在轻载时损耗较大，且在半个工频周期内电网相位角θ增大或减小到一定程度时，开关频率会不断增大直到超过其极限频率，加大了开关损耗，而DCM模式在输出功率较小时也能保持较高的效率，且其开关频率保持不变，为了综合它们各自的优点，设计以下混合控制策略，图3为该控制策略的控制框图。

(1) 当Po>Plimit时，根据式(9)求得半个工频周期内fBCM=flimit时的相角为θA和θB(θA+θB=π,θA<θB),在相位角θA<θ<θB时，此时通过峰值电流irefBCM控制逆变器工作在BCM模式，提高了功率密度，相对于DCM模式减小了原边峰值电流；在0<θ<θA和θA<θ<π时，逆变器工作在开关频率为fDCM的DCM模式，降低了BCM模式在此相位区间下的开关损耗，此时原边峰值电流的基准参考为irefDCM。则在半个工频周期内的原边峰值电流基准参考为:

(11)

(2) 当Po

(12)

图3　单路反激逆变器混合控制策略

3.2　交错并联的反激逆变器混合控制策略

反激逆变器无论是工作在DCM还是BCM模式下，原边电流峰值都会比较大，不利于逆变器功率等级的提升。使用交错并联技术可以有效减小电流的纹波和电流应力，扩大逆变器的功率容量。图4为交错并联反激式逆变器的主电路，首先为了提高功率密度使逆变器工作在交错并联的BCM模式，假设理想情况两个子电路完全相同，则每一路的峰值电流基准公式在式(8)的基础上将Po用Po/2代替即可。交错并联反激逆变器的电路如图所示，其中开关管QM1开通信号由副边电流控制[5]，而开关管QM2的开通受QM1影响，当QM1关断时，开通QM2。

图4　交错并联反激逆变器主电路图

若逆变器一直工作在交错并联BCM模式下，每一路支路的开关管频率和使用单路反激BCM模式相比提高了一倍，使得在相位靠近电网电压过零点时会有更大的开关损耗，于是在相位增大或减小到一定值时，选择关掉交错并联的反激逆变器其中一路，使逆变器工作在单路反激的BCM模式，降低开关损耗。当输出功率一直减小时，交错并联BCM模式下的逆变器的开关频率会更早达到极限频率，则在此时可以选择使逆变器工作在单路反激BCM模式。

因此本文提出一种交错并联的反激逆变器控制策略，根据输出功率的不同和相位的不同而选择不同的控制策略，达到提高功率密度且降低逆变器损耗的目的。同上一节控制策略中分析的方法一样，根据逆变器工作在BCM模式的频率变化与设置的最大工作频率，求得转换控制模式的临界值。设有临界输出功率Plimit1和Plimit2，当输出功率大于Plimit1时，逆变器工作在交错并联BCM/单路BCM/单路DCM模式，当输出功率小于Plimit1大于Plimit2时，逆变器工作在单路BCM/单路DCM模式，当输出功率小于Plimit2时，逆变器只工作在单路的DCM模式。根据上节求式(10)中Plimit的方法，可求得：

(13)

(14)

开关管频率的表达式为:

(15)

逆变器工作在交错并联BCM模式时，根据式(15)求得在半个工频周期内，当fBCM1=flimit时相角为θA和θB(θA+θB=π,θA<θB)。则当相角θ<θA和θ>θB时，关掉开关管QM2的支路，使逆变器工作在单路BCM模式，减小了逆变器损耗。此时关掉一条支路后QM1所在支路输出了逆变器的全部输出功率，基准电流参考为:

(16)

同上述分析方法，半个工频周期内，逆变器工作在单路BCM模式时fBCM2=fBCM1/2，当fBCM2=flimit时，相角为θC和θD(θC+θD=π,θC<θD)，当相角θ<θC和θ>θD时，将逆变器从工作在单路BCM模式转为单路DCM模式，可以减小其开关损耗。此时DCM模式下基准电流参考为:

(17)

Po大于Plimit1时，在半个工频周期内原边峰值电流基准参考为：

(18)

综上所述，当输出功率Po大于Plimit1时，相位角在区域(θA,θB)内逆变器工作在交错并联的BCM模式，相位角在区域(θC,θA)和(θB,θD)内逆变器工作在单路的BCM模式，相位角在区域(0,θC)和(θD,π)内逆变器工作在单路的DCM模式。当输出功率Po小于Plimit1时，逆变器只有一条支路工作，该支路的控制策略与上一节相同。图(5)为交错反激逆变器工作于不同功率下对应的原边峰值电流的基准参考曲线。

图5　不同输出功率下原边峰值电流的基准参考曲线

4　仿真验证

通过matlab建立仿真模型，设置逆变器工作在DCM模式时开关频率为200kHz，工作在BCM模式时最大开关频率为400kHz，输入电压为35V，最大输出功率为200W，输出电压为220V，电网频率为50Hz,变压器变比为1∶6。

图6所示为逆变器工作在输出频率为150W时，采用单路反激逆变器时原边电流波形，可以看出原边电流有很大的电流峰值，图7为逆变器工作在交错并联反激逆变器模式时输出功率大于Plimit1时的电流波形，在输出功率为200W的时候原边电流峰值相对于单路反激逆变器有明显的降低，图8和图9为输出功率大于Plimit2小于Plimit1时和小于Plimit2时的电流波形。通过并网电流仿真图看到在逆变器在各个模式之间切换时，对并网电流的影响很小。通过仿真验证了本文提出的混合控制策略的可行性。

图6　150W单路反激逆变器原边电流

图7　单路反激逆变器输出功率大于Plimit1

图8　单路反激逆变器输出功率小于Plimit1，大于Plimit2

图9　单路反激逆变器输出功率小于Plimit2

5　结论

提出的一种基于交错并联反激微型逆变器的混合控制策略，通过理论分析和仿真表明：

(1)交错并联的反激逆变器相比于单路的反激逆变器相比，能有效减小开关管电流应力。

(2)当交错并联反击逆变器在输出功率减小到一定值时，可以选择关掉其中一路支路，使其工作在单路的反激BCM/DCM混合控制模式，当输出功率继续减小时，可以使其工作在单路的反击DCM模式。通过不同的功率与相位选择使用不同工作模式，让逆变器获得更高的功率密度同时能够减小开关损耗。

(3)不同工作模式之间的切换对并网电流几乎没有影响，并网电流正弦度较好，能够实现单位功率的并网。

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