电动汽车一体化驱动系统三相3H桥逆变器的故障相短接容错控制策略

孙鹤旭， 张厚升,2， 井延伟

(1.河北工业大学 控制科学与工程学院，天津 300130；2.山东理工大学 电气与电子工程学院，淄博 255049)



电动汽车一体化驱动系统三相3H桥逆变器的故障相短接容错控制策略

孙鹤旭1， 张厚升1,2， 井延伟1

(1.河北工业大学 控制科学与工程学院，天津 300130；2.山东理工大学 电气与电子工程学院，淄博 255049)

具有车载型充电器的电动汽车拥有相互独立的电机驱动系统与电池充电装置，针对两套装置并不同时工作，成本高、重量大、占据空间资源较大等问题，提出了一种电动汽车驱动与充电一体化的新型拓扑结构，在牵引模式下该一体化拓扑的主要驱动模块等效于一个三相3H桥逆变器。研究该逆变器的电压空间矢量与消除共模电压的控制策略，分析开绕组PMSM在不同坐标系下的数学模型，给出逆变器发生桥臂开关管开路或者短路故障时将故障相短接的重构拓扑与容错控制策略，在转速、电流双闭环控制的基础上，设计“重复控制+PI”的电流内环控制方案，提出一种两相SVPWM控制策略，分析三相2H桥逆变器电压矢量状态切换过程，提出一种改进的七段式两相SVPWM控制策略。仿真和实验结果表明，如果三相3H桥逆变器发生短路故障，一体化系统通过逆变器的拓扑重构，能够实现PMSM系统的良好运行性能。

电动汽车；三相3H桥逆变器；三相2H桥；PMSM；SVPWM；短路故障

0 引 言

环境污染和能源问题日趋严重，使得电动汽车的研究和开发备受广泛的关注[1-2]。研究电动汽车高效车载充电技术，开发新一代电驱动总成系统势在必行。依据现有的研究成果，具有车载型充电器的电动汽车的驱动系统和电池充电装置并不同时工作，电动汽车在行驶的时候充电装置处于闲置状态，反之，充电时驱动系统处于静止状态，也就是说这两套变换器并不同时工作，一套变换器给电池充电用，一套逆变器用于驱动电机，并且往往变换器中不乏大电容、大电感，这无疑会提高电动汽车的成本与重量，浪费汽车的有限空间资源。为此，在保证电动汽车的电池充电特性良好的基础上，研究电动汽车驱动系统与电池充电系统的一体化是具有非常重要的现实意义的。

目前，国外的一些研究人员已经提出一些不同种类的拓扑结构，而且也对驱动系统与充电系统的一体化进行了探索与研究[1]：美国 Gould 公司研制出了第一代交流推进系统，主要应用于电动客运车；法国的SOFRACI 计划也对一体化拓扑结构及控制进行了一些研究；意大利的都灵理工大学电气工程系研究了电动摩托车的充电系统，并提出一种一体化拓扑结构。文献[3-14]都分别对电机驱动的电动汽车一体化混合拓扑结构进行了研究。目前国内针对这一领域的研究尚处于起步状态。

本文提出了一种电动汽车驱动与充电一体化系统，针对在牵引模式下的等效三相3H桥逆变器进行了分析，着重研究了逆变器发生故障并使故障相短接时的重构拓扑，设计了基于“重复控制+PI”复合控制的转速、电流双闭环控制策略，并提出了一种具有容错功能的两相空间矢量脉宽调制(space vector pulse width modulation，SVPWM)控制策略，在分析开关状态变化的基础上，提出了一种改进的七段式SVPWM控制策略，并进行了仿真与实验验证。

1 电动汽车驱动与充电一体化拓扑与控制

图1为所提出的电动汽车驱动与充电一体化系统的拓扑结构，该系统由以下几部分组成：一个两相并联交互式双向DC/DC变换器，一个三相3H桥变换器，EMI滤波和保护电路，电池系统，开绕组并中心抽头的永磁同步电机，永磁同步电机(permanent magnet synchronous motor，PMSM)的每相绕组分别与三相3H桥变换器的一个H桥臂相连。在牵引模式下，该一体化拓扑主体等效于一个三相3H桥逆变器，如图2所示，重点讨论这种模式下桥臂开关管发生开路或者短路故障并使故障相短接时的容错控制。

1.1 牵引模式

为了描述三相3H桥变换器各开关管的开关状态，用sa1、sa2、sb1、sb2、sc1和sc2来描述三相3H桥逆变器中各桥臂的开关管工作状态。“=1”表示该桥臂中上管导通下管关断。“=0”表示该桥臂中上管关断下管导通，PMSM的三相相电压可以表示为

(1)

图1 电动汽车驱动与充电一体化系统拓扑结构图Fig.1 Integrated traction and charging topology for EV

图2 一体化系统牵引模式下的三相3H桥逆变电路Fig.2 Three phase 3H bridge inverter in the traction mode

从三相3H桥逆变器的空间电压矢量可以看出，在这3个正六边形中，有且只有组合②对应的电压矢量中能使电机的三相电压之和为零，即零序电压满足关系式：u0=ua+ub+uc=0。对于产生这些电压空间矢量的开关组合，由于是两个半桥逆变器的电压空间矢量的叠加，合成的电压空间矢量对于整个系统来说，是不会产生共模电压的。如果采用组合①和③构成的正六边形进行SVPWM调制，由于每一个电压空间矢量都会带来零序电压，进而导致每一相电机绕组中都会产生零序电流，所以三相电流将不会再对称；而且这也会在同等力矩输出条件下致使电流幅值额外增加。在参考文献[15-18]中，作者对消除3H桥逆变器产生的零序电压、零序电流分别进行了相应的研究与分析。

图3 三相3H桥逆变器的电压矢量Fig.3 Voltage vector of three phase 3H bridge inverter

1.2 三相3H桥逆变器—PMSM系统数学模型

在驱动与充电一体化系统中，由于将永磁电机中的定子绕组作为电池充电系统中的滤波电感使用，在牵引模式下，相当于将永磁同步电机的绕组拆分成相互独立的三相，且无中性点连接，在此称之为开绕组中心抽头的PMSM，在牵引模式下，中心抽头对系统没有影响，如图4所示，只需研究其开绕组结构即可。

图4 PMSM的绕组等效模型Fig.4 Equivalent model of PMSM winding

PMSM是一个非线性的、强耦合系统，它的动态方程很难求取，假定PMSM的绕组、磁路完全对称，忽略铁芯饱和，涡流损耗、磁滞损耗均忽略不计，在三相静止ABC坐标系下，由于其结构的变化，致使电机的数学模型也会发生变化，三相定子电流不再满足基尔霍夫电流定律ia+ib+ic=0的约束[19-22]，建立的PMSM电压方程可以表示为：

(2)

式中:ua、ub、uc表示电机的三相相电压；Ra、Rb、Rc为电机绕组的电阻，且阻值为R=Ra=Rb=Rc；Laa、Lbb、Lcc为绕组自感，且Ls=Laa=Lbb=Lcc；由于假定三相绕组、磁路均对称，所以三相绕组间的互感值为：Mca=Mac=Mbc=Mcb=Mab=Mba=M；ea、eb、ec代表电机的三相绕组上产生的反电势，可以表示为：

(3)

式中：p为极对数；ωm为转子机械角速度；ψf表示永磁磁链；θ为转子的位置角，也就是d轴逆时针转过a轴的电角度。传统的PMSM定子绕组的中性点接在一起，反电动势中3次谐波成分能够相互抵消，可以避免在反电动势中出现3次谐波，使其呈现正弦波形，对于开放式绕组的PMSM来说，三相定子绕组中含有的3次、5次和7次谐波要比传统PMSM多，在一定程度上会造成反电动势波形出现平顶正弦波现象，在此暂不考虑该问题对系统的影响。

开绕组PMSM的磁链方程为：

(4)

永磁同步电机的电磁转矩Te[17]可以表示为

(5)

开绕组永磁同步电机在三相静止abc坐标系下的转矩方程、运动方程和常规的永磁同步电机一样。按照坐标变换理论，分别对其进行3/2变换、2s/2r变换后，可以得到开绕组PMSM在两相静止坐标系和两相旋转坐标下的数学模型。旋转坐标系下开绕组PMSM的数学模型可以描述为

(6)

式中：Ld、Lq为d、q轴的电感，id、iq分别为d、q轴的电流。开绕组PMSM在两相旋转dq坐标系下的运动方程和常规的PMSM一样。

2 三相3H桥逆变器故障相短接的容错控制策略

对图2所示的三相3H桥逆变器，以三相3H桥逆变器的a2桥臂为例，如果a2桥臂发生单开关管故障(如VT21开路故障、VT22短路故障或者VT21短路故障、VT22开路故障)，可利用其余开关管使a相绕组立即短接，如图5所示，这样即可将故障3H桥逆变器变换为故障相短接的两相2H桥(全桥)逆变器，可以采用PMSM的两相SVPWM控制策略。

2.1 故障相短接时的两相SVPWM控制策略

三相3H桥逆变器在发生单开关管的故障后，可将相应的故障相短接，构成两相2H桥逆变器，在此仍以3H桥逆变器的a相桥臂故障为例，在a相桥臂开关管短接后，ua=0，等效电路如图5(c)所示，那么，用开关信号描述的三相相电压可以表示为

(7)

由于a相故障短接，ua=0，ia不可控，那么常规控制所用的SPWM、滞环PWM等调制策略将不再适合，在此，可以采用电压型SVPWM调制。

图5 三相3H桥逆变器的故障相短接模式Fig.5 Short circuit fault mode of 3H bridge inverter

在故障a相短接的两相2H桥逆变器中，由于a相短接电压为零，故ia不可控，在此通过两相SVPWM来控制电压矢量，使PMSM的磁链为圆形，借助于两相id=0的矢量控制策略使三相合成的d轴电流为零，来实现转矩的控制。图7给出了两相id=0的矢量控制策略原理框图，和传统id=0的矢量控制策略相比，该控制模式需要对三相电流进行单独采样，而且在合成给定矢量时所使用到的基本电压空间矢量也具有不同的开关模式，即2H桥SVPWM调制模式。

图6 两相2H桥逆变器的电压矢量空间分布图Fig.6 Voltage vector space distribution of 2H bridge inverter

图7 两相SVPWM控制策略原理框图Fig.7 Two-phase SVPWM control strategy diagram

2.2 基于“重复控制+PI”的转速、电流双闭环控制策略

开绕组PMSM的容错驱动系统实际上也是一个速度、电流双闭环控制的系统。外环是速度环，采用增量式PI调节器，内环是电流环，采用“重复控制+PI”的复合控制策略。

重复控制策略来源于内模控制，为了抑制电流的谐波含量，有效的消除由于非线性负载以及死区等引起的周期性扰动，提高系统的稳态控制精度，重复控制被广泛的使用[23]。该控制方法具有较强的鲁棒性和良好的稳态输出，但重复控制的控制指令一般要滞后一拍才能输出，对于本周期内的扰动起码要等到下一个开关周期才能消除，在当前周期，相当于处于开环状态。对于纯电动汽车来说，运行工况相对复杂，所以，当系统的负载出现非周期性的变化，如突加(减)负载、或直流电压突变时，系统的动态性能往往达不到设计要求。因此设计了“重复控制+PI”的复合控制策略。如果将重复控制和PI控制器直接并联，这两个控制器会相互影响，导致系统的稳态性能受到影响，所设计的“重复控制+PI”控制策略是在逆变器系统处于稳态时采用重复控制策略，当负载出现突变或者直流电压突变时，在第一个周波内，立即并入电流PI 控制器，加快系统的动态响应。由于重复控制器能在第2个周期内产生相应的调节作用，因此，为了有效的避免这2个控制器之间的相互影响，在第一个周波结束时的过零点，将电流PI控制器的调节量清零，使其能平滑退出控制。从而能在不影响重复控制的稳态性能前提下，提高系统的动态性能指标。基于“重复控制+PI”的复合控制策略如图7所示。

2.3 2H桥逆变器的SVPWM控制

依据图6所示的两相2H桥逆变器的基本电压矢量在αβ坐标平面内的分布以及SVPWM的调制原理，可利用零电压矢量U0和基本电压矢量U1～U6调制出圆形旋转轨迹。

以图6中的第III扇区为例，取Ur为参考电压矢量，可以由和其左右相邻的基本电压矢量U1、U2的线性组合来合成，如图8所示，参考电压矢量Ur的αβ坐标轴分量表示为

(8)

式中:T表示换相周期，Tx和Ty分别为相邻两个基本电压矢量的工作时间，T与Tx+Ty未必相等，其间隙可以用零电压矢量来填补，即：T0=T-Tx-Ty。

图8 电压空间矢量的线性组合Fig.8 Linear combination of voltage space vector

为了有利于数字化的实现，对于电压空间矢量的作用次序需要进行适当的安排，可遵循以下原则：1)为了使功率器件的开关次数最少，要保证每次只切换一个功率开关器件，尽量降低开关频率，满足最小开关损耗；2)为便于DSP的控制，尽量遵照波形对称的原则；3)等量分配零矢量原则；4)要合理安排电压空间矢量的作用次序。按此原则设计的第III扇区的电压空间矢量分配图如图9(a)所示。对于其他扇区参考电压矢量的合成与第III扇区完全类似，由此可以得出两相2H桥逆变器的空间电压矢量分配和PWM波形，如图9所示。从图9中可以看出，每一个小扇区的PWM工作波形都分成了五部分，而且均以零矢量U0开始和结束，这种波形的对称性对于DSP或者单片机来说，采用SVPWM调制是非常方便的。

图9 两相2H桥逆变器的五段式SVPWM控制波Fig.9 Five stage SVPWM control waveforms

3 改进的两相SVPWM控制策略

3.1 两相2H桥逆变器电压矢量状态切换分析

以第III扇区为例，由图9(a)可知，当开关管的状态变量从状态(0001)切换到状态(0101)时，即桥臂b2的开关管由VT42导通切换为VT41导通，此时，由于sc1一直为状态1，所以在切换过程中，c相的电压始终保持为-Vdc不变。在死区时间段，b相的电压值ub取决于b向的电流流向，分为两种情况：

1)当ib<0时，电流沿图10中的2号回路流通，续流二极管VD42、绕组、VT32形成环流通路，忽略电路中的管压降，ub=0，此时电压矢量为U2。

2)当ib>0时，反并联二极管VD41续流，ub=-Vdc，形成电压矢量U1，电路中的电流沿图10中的1号回路流通。

图10 死区期间电流的通路 Fig.10 Current path during the dead time

不难看出，在开关管的状态变量切换过程中，电压矢量由U2经U1或U2(取决于b相电流ib的实际方向)变换为U1，这就相当于在一个开关周期T内，在计算Tx或Ty时，会出现2倍于死区时间的偏差，在闭环调节系统中，我们可以通过设计的控制器进行实时的调节，消除其影响。

对于扇区I和扇区VI，除了所用的两个基本电压矢量以外，插入的死区时间还引入另外的电压矢量。以第I扇区为例，当开关管的状态变量在由状态(0001)变换到状态(1011)的过程中，在死区时间内可能会导致三相2H桥逆变器输出4种电压矢量，即U1、U6、U2和U0。

由此可以看出，在第I扇区插入死区时间的过程中，同时还引入了除U2和U3以外的非零矢量U1、U6和U2。这些引入的非零电压矢量对合成参考矢量不起作用，通过分析可知，第VI扇区也存在这种问题，虽然这些非零电压矢量对合成参考矢量不起作用，但是他们将会带来严重的死区效应，引起磁链的波动和电流畸变。

3.2 改进的七段式两相2H桥SVPWM策略

遵循前述电压空间矢量的作用次序安排原则，对扇区I和扇区VI的作用矢量重新配置。

在扇区I中，电压参考矢量由U2、U3和U0合成，由图9(b)可以看出，第I扇区的PWM波形在同一时刻有两次两个信号同时变换，这样就会在插入死区时介入非作用电压矢量。为了杜绝这些电压矢量的引入，可在U2至U3、U3至U2的转换过程中增加零矢量U0，按等量分配零矢量原则，把零矢量U0平均等分成 4份，在U3至U2、U2至U3的切换过程中分别插入作用时间为T0/4的U0矢量，重新配置后第I扇区的PWM波形如图11所示，这样，在死区插入时，就不会引入非作用电压矢量了，同理，对第VI扇区也进行类似的配置。改进后的两相2H桥SVPWM的控制策略能够有效的抑制死区时间对合成电压矢量的不利影响，从而能减少电机转矩的波动。

由两个半桥逆变器合成的空间矢量将空间分成六个区域，扇区的分布与传统 SVPWM 相比，相当于顺时针旋转了30°，对其进行30°坐标系的转换后，首先，依据给定的电压参考矢量来准确的判断出其所在的扇区，其次，计算基本电压矢量和零矢量的相应合成矢量的作用时间，此后，就可以根据各扇区的SVPWM波形来计算相应开关管驱动信号的占空比了，最后，利用得到的占空比各值与三角波比较并进行调制，就可以得到所需的SVPWM调制波形。

图11 改进后的第I扇区的七段式SVPWM波形Fig.11 Improved seven stage SVPWM in sector I

4 仿真与实验验证

对采用所提控制策略设计的三相3H桥逆变器驱动的开绕组PMSM系统进行了仿真，同时也对逆变器在a相桥臂开关管发生故障并使故障相短接时的情况进行了仿真验证。

图12、图13分别给出了采用改进前、改进后SVPWM控制策略的电压矢量轨迹、三相电压以及转矩的波形对比图。由图12的仿真波形可以看出，改进后的控制策略能够有效的抑制死区对合成电压矢量的影响，从而大大的减小了电机转矩的波动。由图13的仿真波形可以看出，改进前的SVPWM控制策略的电流和转矩有明显的死区效应，改进后的控制策略有效减小了死区带来的电压畸变，使得转矩的脉动也变得非常小。而且从仿真波形也可以看出，该控制策略也能通过对三相3H桥逆变器的控制实现对开绕组PMSM的正常驱动与控制。

图12 改进SVPWM前后电压矢量的轨迹Fig.12 Voltage vector trajectories with SVPWM modulation

图13 改进前后逆变器的电压与转矩波形Fig.13 Voltage and torque waveforms of the designed inverter

图14 故障相短接时三相电流与零序电流波形图Fig.14 Three phase current and zero sequence current waveforms when short circuit fault

图15 故障时dq轴电流与转矩的变化波形图Fig.15 dq axis current and torque waveforms when fault

为验证所提出的三相2H桥逆变器容错方案的正确性与可行性，依据前述理论分析，搭建了三相3H桥逆变器—PMSM永磁同步电机的实验平台，主要的系统参数为：给定转速设为1 000 r/min，负载转矩为2 N·m，开关频率为10 kHz，3H桥逆变器母线电压取为300 V，实验结果如图16所示。

图16 故障相短接时三相2H桥逆变器的实验波形图Fig.16 Experiment waveforms of three phase 2H bridge inverter when short circuit fault

图16给出了故障相短接时三相2H桥逆变器的a、b相相电压、相电流的实验波形图和b、c相相电压、相电流的实验波形图，由图16可知，在故障相短接的三相3H逆变器驱动模式下，由于故障相a相被短接，所以a相的相电压为ua=0，b、c相相电压的相位差为60°。由此可知，在这种三相2H桥逆变器的重构拓扑下，PMSM能平稳的运行，从而使所提出的控制策略的正确性、有效性得到了验证。

5 结 论

本文提出了一种新型电动汽车驱动与充电一体化系统的拓扑结构并进行了分析，在牵引模式下，一体化拓扑等效成一个三相3H桥逆变器，建立了PMSM开绕组的数学模型，分析了三相3H桥逆变器的短接故障形式，在采用转速、电流双闭环控制策略的基础上，设计了一种“重复控制+PI”的电流内环控制策略，针对故障相短接的两相2H桥逆变器提出了一种五段式的两相SVPWM控制策略，分析了开关状态，提出了一种改进的七段式两相SVPWM控制策略，实验结果表明，电动汽车的一体化系统在牵引模式下，如果三相3H桥逆变器发生故障并使故障相短接时，通过逆变器的拓扑重构，能够实现PMSM系统的良好运行。

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(编辑：张 楠)

Tolerant control strategy for 3H bridge inverter short circuit fault of electric vehicle integrated drive system

SUN He-xu1， ZHANG Hou-sheng1，2， JING Yan-wei1

(1.School of Control Science and Engineering，Hebei University of Technology，Tianjin 300130，China; 2.College of Electrical & Electronic Engineering, Shandong University of Technology, Zibo 255049, China)

Electric vehicle (EV) with onboard type of charger has independent motor drive system and battery charging device. The two devices do not operate at the same time. Aiming at the problem such as high cost, heavy, occupying a larger space resource and other issues, an integrated topology of EV traction system and battery charging system was proposed. The integrated traction mode topology was equivalent to a three phase 3H bridge inverter. The voltage space vectors of the inverter and the control strategy of eliminating common mode voltage were studied respectively. The mathematical models in different coordinate systems of the open-end windings PMSM were analyzed. The inverter′s reconstruction topology and fault tolerant control strategy were given when some switch short-circuit fault or open-circuit fault and the faulty phase short-circuit connected. On the basis of speed and current double closed-loop control, a synthesized control strategy combined repetitive control with PI control for the proposed system was introduced. A five stage two phase SVPWM control strategy was proposed. The switching process and state of the three phase 2H bridge inverter were analyzed. An improved seven stage two phase SVPWM control strategy was proposed. Simulation and experimental results show that, in traction mode of the integrated topology, when short circuit fault occurred, a good operating performance of PMSM system can be achieved by the reconstruction of the inverter topology.

electric vehicle; three phase 3H bridge inverter; three phase 2H bridge; PMSM; SVPWM; short circuit fault

2015-03-29

国家自然科学基金(50807034)；山东省自然科学基金(ZR2014EL032)；山东省高等学校科技计划资助项目(J11LG25)；山东理工大学青年教师发展支持计划项目(L2015011)

孙鹤旭(1956—)，男，博士，教授，博士生导师，研究方向为电机电器的智能控制；

张厚升(1976—)，男，博士研究生，副教授，研究方向为电力电子与电力传动；

张厚升

10.15938/j.emc.2016.11.015

U 469.72

A

1007-449X(2016)11-0107-10

井延伟(1973—)，男，博士研究生，高级工程师，研究方向为风力发电机传动与控制。