半桥逆变等离子切割电源主电路设计与仿真

熊忆明，田松亚，张根元，王　磊，李晓波

（河海大学机电工程学院，江苏常州213022）

半桥逆变等离子切割电源主电路设计与仿真

熊忆明，田松亚，张根元，王磊，李晓波

（河海大学机电工程学院，江苏常州213022）

等离子切割机输入电路采用半桥逆变电路，输出电路采用全桥整流电路，输出功率11 kW。分析主电路的工作过程，计算了IGBT和整流二极管等元器件的参数。输入电抗器和变压器一次侧的RC吸收回路作用的Matlab仿真结果表明：加入输入电抗器减少了合闸时换流电容充电电流的峰值；并联于变压器一次侧的RC吸收回路明显降低了IGBT关断时刻产生的电压尖峰。

等离子切割电源；主电路；输入电抗器；RC吸收回路

0　前言

现代工业中对金属进行热切割加工的三种主要形式为火焰切割、激光切割和等离子切割。等离子切割对厚度较薄金属具有切割效率高，切口光洁和切割成本低等优点[1]，其切割状态如图1所示。

在此研究的等离子切割机输入电压为380 V，50 Hz的三相交流电，输出电压和电流分别为135 V和80 A，空载电压为270 V，室温40℃时，根据不同的切割电流，负载持续率为60％～100％，冷却方式为风冷。输入和输出电路分别为半桥逆变电路和全桥整流电路。为了减少合闸时的浪涌电流，输入电路设计时通常在整流桥与半桥逆变电路间串联限流电阻[2]，但该方案易造成限流电阻和继电器节点的烧损。本研究采用输入电抗器与电容串联，利用电感阻碍电流突变的特性实现了电容充电的“软启动”。

为了减少IGBT硬关断时的电压尖峰对开关元器件的冲击，通常电路设计中将RC吸收回路与IGBT并联。若选用较大容量IGBT，则易造成集电极电流过大，若限制其集电极电流过大，则需增大RC吸收回路中电阻值，增大阻值同时又使IGBT功能受到一定限制[3]。本研究拟在变压器一次侧并联RC吸收回路方案，吸收变压器漏感储能，减少逆变中过电压对IGBT造成的冲击。

1　等离子切割电源工作原理

等离子切割机主电路结构如图2所示。工频380 V三相交流电经整流桥（VD1～VD6）整流输出，电抗器限流后给半桥逆变电路供电。控制电路依次导通关断IGBT1和IGBT2，开关频率20 kHz，这种交替导通方式将直流逆变成交流。导通IGBT时则相应换流电容将储存的能量经IGBT向变压器一次侧放电。逆变后的交流电经中频变压器隔离后，由全桥整流电路整流输出方波直流电，再由输出电抗器滤波和续流，获得平稳电流输出以满足切割工艺对电流输出外特性的要求。

图2　主电路结构Fig.2Structure of the main circuit

2　主电路设计

2.1输入电路设计与仿真

如图2所示，工频380 V三相交流电经6支二极管整流后，电能储存于换流电容中。合闸瞬间换流电容的电压为零，浪涌电流过大对整流二极管和电容造成冲击。本研究拟在整流桥与换流电容之间串联一个输入电抗器，利用电感阻碍电流突变的效应，实现充电过程的“软启动”，提升了器件工作可靠性。

（1）整流二极管选型。

工作电流的有效值和二极管的额定电流满足关系Ib=1.57IN（Ib为工作电流的有效值，IN为二极管电流的额定值）。整流过程中，每个二极管依次导通T/3。设Id为流经二管电流的平均值，R为二极管电阻，Q为单周期内每支二极管的发热量，则有Ib2RT=Id2RT/3，得出0.58Id=1.57IN。变压器一次侧电流也为Id=80 A，则有IN=0.369ID=29.2 A。

（2）换流电容选型。

等离子切割电源输出功率为11 kW，Pin（av）=P0/η，P0=11 000 W，η=0.9，fin=50 Hz，Uin=270 V，ΔUin=6％× 270 V。每个电容理论电值[5]计算为：C=0.3×Pin（av）/（fin× Uin×ΔUin），得C=1 305 μF，考虑两电容均分整流桥输出电压，实际电路选用两支4 400 μF、耐压400 V的电容。

2.2输入电抗器参数估算与仿真

为了确定合适的输入电抗器参数，本研究根据电路实际结构，利用Matlab/Simulink模块构建了电容充电电路模型，如图3所示，其中：Three Phase Source为三相交流电源，Diode1～Diode6为整流二极管，Breaker为开关，L1为输入电抗器，C1、C2为换流电容。

图3　电容充电电路仿真模型Fig.3Simulation model of capacitance charging circuit

考虑到换流电容内部结构由导体绕制而成，根据选用电容体积估算出其带有0.011 mH的等效电感，该等效电感与电容串联。仿真中依次设置电抗器参数0 mH、1 mH、1.5 mH、2.0 mH、2.5 mH和3.0 mH，根据仿真结果确定输入电抗器的合适参数。模型的开关在仿真时间为0.04 s时合闸，测量输入电抗器与换流电容间的电流波形，据此得出充电电流的峰值和充电时间。当电感值取1.5 mH时，仿真所得的充电波形如图4所示。

图4　电感值为1.5 mH时的电容充电波形Fig.4Charging wave of the capacity with the inductance of 1.5 mH

电感值对充电电流峰值和充电时间的统计如表1所示。仿真结果表明，输入电抗器能明显减小充电电流峰值，适当取值可以较好地保护元器件，防止其被烧损，且随着电抗器电感值增加，电容充电时间随之延长。实际电路中电抗器的电感值选择2.5 mH，此时电路的工作参数满足整流桥的使用条件。

表1　不同电感值下充电峰值电流与充电时间的统计Tab.1Results of peak charging current and charging time with different inductance values

2.3中频变压器设计

2.3.1中频变压器参数计算

中频变压器为逆变电源核心部件，根据电源实际输出功率、工作电压和工作电流等参数进行设计，数据设计时采用面积乘积法[6]，即AP法，通过变压器的视在功率确定磁芯的有效截面积与窗口面积的乘积，再根据乘积确定合适尺寸的磁芯。另又根据变压器一次侧和二次侧功率相等的原理，联立电动势与磁通量、电流与绕组匝数的数学关系方程，根据电源实际功率，确定磁芯材料、尺寸以及绕组匝数和线径大小[7]。本研究采用后一种设计方式。

（1）磁芯尺寸计算。

等离子切割电源的输出功率

式中d为输出端方波交流电的最大占空比，取0.8；η为中频变压器的效率，取0.9；Up为变压器一次电压；Ip为变压器一次电流。

逆变过程中的Up与变压器一次侧产生的感应电动势相平衡，则有

式中Np为变压器一次侧绕组匝数；SC为磁芯有效截面积。

在半个导通周期内，ΔB=2Bm=0.3 T。当t=Tonmax时

对于变压器一、二次侧绕组

式中Ku为磁芯窗口利用系数，取0.75；W为磁芯窗口面积（单位：m2）；Su为绕组导线截面积（单位：m2），Su=I/j（j为单位面积内流过的电流，取4 A/mm2）。

若IGBT关断时，变压器一次电流为零，此时输出电路中的输出电抗器、负载和续流二极管组成回路，由输出电抗器感应电动势产生的电流不流经变压器二次侧，又因中频变压器匝数比为1，所以二次电流等于一次电流，ΣNSu=2NpIp，输入电路的占空比为D；N为变压器一次侧、二次侧匝数之和，电流有效值为Ip'，则有

联立式（1）、式（3）和式（5）得

Tonmax=0.25 μs，D=0.8，η=0.9。则SCW理论值为1.50×10-4m4。实际选择4副EE80型磁芯，有效截面积与窗口面积的乘积为1.79×10-4m4，磁芯的实际参数大于理论计算值，符合设计要求。

2.3.2变压器一次侧、二次侧绕组匝数确定

根据式（2）推导Sc=16×10－4m2，计算出一次侧匝数Np=5匝，起隔离作用的中频变压器的二次侧输出电压与一次侧相同，故二次侧匝数NS=5匝。实际制作中考虑电网电压的波动系数，提升窗口面积利用系数，一次侧与二次侧导线匝数均为6匝。

2.5IGBT选型

IGBT为等离子切割电源逆变电路中的关键开关元器件。IGBT选型[8]很大程度上决定电源工作的可靠性，考虑足够的安全余量，参考器件的相关资料，并且结合等离子切割电源工作参数计算IGBT工作电压和电流。

（1）额定电压Ucep。

工频380 V三相交流电经整流后直流输出，其输出电压的最大值为

式中U为三相交流电的有效值，为380 V；波动系数为1.1；安全系数α取1.1；Ud为IGBT工作时需要承受的稳态最大电压。

关断时的IGBT峰值电压计算值为

式中Uceps为计算额定值，实际取值按电压等级向上靠，选择额定电压为1 200 V的IGBT。

（2）额定电流Ic。

等离子切割机引弧过程中，由非转移弧过渡到转移弧的阶段为切割机的不可控区间，在此区间内切割电流不受切割机控制，电流较大，区间时长为5个逆变周期t=2.5×10-4s。此时，变压器二次侧电压U2、电弧等效负载R、输出电抗器L组成如图5所示的回路。

图5　输出电路等效回路Fig.5Equivalent loop of the output circuit

引弧阶段为RL电路零状态响应过程。开始引弧时，电路的微分方程为

方程的暂态分量为

稳态分量为

因为t=0时，i=0，所以方程的通解为

其中，U=270 V，R=0.01 Ω，L2=0.33 mH，τ=L/R，当t=2.5×10-4s时，i=205.2 A。

由于中频变压器变比为1，因此在不可控区间内，流经IGBT的最大电流也为206 A，因此所选IGBT的额定电流Ic=200 A。

3　输出电路设计

逆变器逆变后的变压器二次侧电压为20 kHz的交流电。而等离子切割机输出电流为恒电流外特性，为了进一步获得连续的电流输出，需在整流后利用直流输出电抗器对电流进行续流。

3.1全桥整流电路设计

全桥整流电路快恢复二极管上承受的最大反压为

式中U2m为每支输出二极管承受的最大反压（单位：V）；U1m为电网电压最大值；1.1为波动系数；n为中频变压器变比。

等离子切割机的输出电流为80 A，则每支二极管的平均电流为40 A，由于工作电流为平均电流的两倍，所以每支二极管的工作电流Ib2=80 A。

二极管的额定电流Ic=α×Ib2。Ib2=80A，系数α取 2[9]。

所选用的整流二极管的额定电压为400 V，额定电流为150 A。实际选用2支型号DCA150DA65的快恢复二极管。根据数据手册，每支二极管可在0.01 s内承受最大2 500 A的浪涌电流（IFSM），因此，所选用二极管可以承受不可控区间内的最大电流，选用符合要求。

3.2输出电抗器设计

输出电抗器的作用是滤除整流后脉动直流电中的交流成分，从而获得平滑的直流输出。输出电路的电感值为

图6　输出电路Fig.6Output circuit

式中Uonmax为输出电压最大值，取270 V；f为逆变频率，为20 kHz；ΔI为最大电感电流纹波峰值，取输出电流的12％，为9.6 A。计算得L2=0.33 mH。

4　RC回路计算与逆变电路仿真

变压器漏感和绕组中的电流是使IGBT产生关断尖峰的根本原因[9]。等离子切割机工作中的IGBT导通关断频率为20 kHz，di/dt较大，此时存在变压器漏感，阻止电流发生突变，漏感将产生感应电动势，此电动势与变压器一次侧电动势方向相反，两者同时施加于IGBT，IGBT承受的电压峰值可表示为

式中Ucep为电压尖峰峰值；Uce为变压器一次侧电压；Lr为变压器漏感。

为了减少IGBT通断瞬间承受的电压，在变压器一次侧并联一组RC吸收回路，利用RC吸收回路里的电容C吸收漏感能量，再通过电阻R将能量耗散，防止了漏感储能以瞬间电压的形式施加于IGBT，减少了对开关元器件的冲击。

（1）电容C确定。

变压器漏感Lr取变压器一次侧电感的1％，则Lr=1.0×10-9H，若I=80 A，漏感储能总量为Ef=（1/2）× Lr×I2，电容吸收能量为E=0.5×C×ΔU2。

而ΔU=Ucemax-Ud，Ucemax取1 200 V，Ud=270 V可得C=7.4 nF。

（2）R值确定。

RC吸收电路中时间常数τ=RC，若τ小于1/4个IGBT导通周期，每次电容对漏感能量的储存和释放不影响到下一次电容对储能的吸收，所以R≤τ0/4C，τ0为IGBT导通时间，取20 μs。由于吸收电路中存在大电流振荡，IGBT集电极电流会相应增加[3]，所以则R取值为22～ 200 Ω。仿真时电容值设置为8 nF，电阻值设为25 Ω。

根据电路元器件参数计算值建立仿真模型来验证电路设计方案的合理性，电路模型如图7所示。

图7　输入电路仿真模型Fig.7Simulation model of the input circuit

在图7中，Three-Phase Source为三相交流电源，电压有效值设置为380 V，频率50 Hz。L1为输入电抗器，电感值设为2.5 mH，C1、C2为换流电容，电容值均设为4 400 μF。T1为中频变压器，wind1与wind2的有效电压值均为270 V，电感设为0.85 mH。Pulse Generator为脉冲产生器，用来产生方波脉冲，控制IGBT的导通和关断，脉冲周期设为50×10-6s，脉冲幅值为15 V，占空比为40％，其中，IGBT2的导通脉冲比IGBT1的导通脉冲滞后半个周期。Powergui选择Continuous模式。

仿真中测量IGBT导通关断时刻的电压波形，如图8所示。

当中频变压器一次侧未并联RC吸收回路时，IGBT的通断电压的仿真结果如图8所示。由图8可知，IGBT通断电压的峰值分布于1 000～1 400 V，峰值电压较高。

当RC吸收回路并联于变压器一次侧时，IGBT的通断电压仿真结果如图9所示。峰值电压为580V，与图8相比，电压峰值明显减小，且电压波形更为稳定。

5　结论

（1）在输入电路中加入电抗器能减小合闸时整流桥输出电流的峰值，实现换流电容充电过程的“软启动”。随着输入电抗器电感值的增加，电容的充电时间也随之延长。

（2）对于等离子切割电源，IGBT等元器件的选型需考虑切割电源不可控区间内较大的短路电流，从而保证电源能稳定可靠的工作。

图8　变压器一次侧未并联RC回路时的IGBT的关断电压Fig.8Off-state voltage value of IGBT without RC paralleled in the primary side of the transformer

图9　变压器一次侧并联有RC时的IGBT的关断电压Fig.9Off-state voltage value of IGBT with RC paralleled in the primary side of the transformer

（3）在变压器一次侧并联RC吸收回路能有效吸收变压器漏感的储能，缓解过冲电压对IGBT的影响，提高了电路工作的可靠性。

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Design and simulation of the half-bridge inversion main circuit of a plasma arc cutting power source

XIONG Yiming，TIAN Songya，ZHANG Genyuan，WANG Lei，LI Xiaobo
（College of Mechanical and Electrical Engineering，Hohai University，Changzhou 213022，China）

For a plasma arc cutting machine with output power of 11 kW，the half-bridge inversion circuit is used as the input part，while the output part applies the full-bridge rectification circuit.This paper analyzes the working process of the main circuit，calculates parameters of and then selects all the circuit components，such as the IGBT and rectifier diodes.The simulation results using Matlab indicate that when closing，the input reactor can reduce the peak of charging current for the converter capacities；the RC loop which is paralleled with the primary side of the transformer can reduce the peak of the IGBT turn-off time voltage obviously.

plasma arc cutting power source；main circuit；input reactor；RC absorbing loop

TG439.5

A

1001－2303（2016）05－0025-06

10.7512/j.issn.1001-2303.2016.05.06

2015-09-26；

2015-12-10

熊忆明（1990—），男，江西九江人，在读硕士，主要从事切割设备与焊接工艺方面的研究工作。