双重移相控制与传统移相控制相结合的双有源桥式DC-DC变换器优化控制策略

吴俊娟　孟德越　申彦峰　沈　虹　孙孝峰

(电力电子节能与传动控制河北省重点实验室(燕山大学)　秦皇岛　066004)



双重移相控制与传统移相控制相结合的双有源桥式DC-DC变换器优化控制策略

吴俊娟孟德越申彦峰沈虹孙孝峰

(电力电子节能与传动控制河北省重点实验室(燕山大学)秦皇岛066004)

为减小双有源桥式DC-DC变换器的功率损耗，提出一种双重移相加传统移相控制的优化控制策略，保证漏感电流有效值最小，同时使得所有开关管实现零电压开通(ZVS)软开关。首先分析变换器在传统移相和双重移相下的传输功率特性和软开关范围。在此基础上，通过建立漏感电流有效值、传输功率及软开关条件的数学模型，得出一条最优控制轨迹。该轨迹确保变换器工作于最小电流有效值状态且可以实现ZVS软开关，从而显著减小系统的导通损耗和开关损耗，实现了双有源桥变换器的优化控制。实验结果验证了理论分析的正确性和控制策略的有效性。

双有源桥式DC-DC变换器双重移相控制电流有效值优化控制

0　引言

近年来，随着新能源、电动汽车等新技术的发展，双向DC-DC变换器受到越来越多的关注。相对于传统的单向变换器，双向变换器相当于两个单向变换器反向并联，增加了能量的双向流动能力，但拓扑上却进行了简化，由于使用了更少的开关器件，其结构更加紧凑，功率密度更高，动态响应更快，能够方便快速实现能量的双向流动。另外，在低压大电流应用场合，双向DC-DC变换器可工作在同步整流状态，能够有效降低通态损耗。目前，最为典型的拓扑是双向Buck/Boost变换器和双有源桥式变换器，两者在直流电机驱动、不间断电源和电动汽车等需要进行能量双向流动的场合应用广泛[1-5]。

目前，双向变换器的控制方式主要有以下3种：①变频控制[6]，即通过改变开关变换器的工作频率改变电压增益，从而改变传输能量的大小。但是变频控制给变压器的优化设计带来了一定局限性，设计不合理可能会带来更大的损耗，从而降低效率。②占空比控制[2]，即通过控制开关变换器的占空比来控制传输能量的大小。由于开关管工作于硬开关状态，在中大功率场合或对变换器效率要求较高的场合不宜使用。③移相控制[7]，即通过控制开关管的相位来产生变压器前后两端的相移和实现桥内“占空比”控制。通过合理控制，理论上可以实现空载到满载范围内的全程软开关。移相控制方式有传统移相控制(桥间移相)，双重移相控制[8-10]和三重移相控制[11]。其中，双重移相控制由于软开关范围大，实现方便，成为研究热点。文献[8]分析了双重移相控制的优点，但其只关注了外部模式下的回流功率特性，并没有在全程范围内进行分析。文献[12]提出用损耗求得最佳的移相角，并给出了一种优化控制方案，但其只分析了外部模式，未考虑轻载时的情况。文献[13]分析了从内部模式到外部模式下双重移相控制的情况，并给出了在最小回流功率情况下的一种优化控制方案。但由于双重移相控制方式并不能达到最大传输功率，功率范围有一定限制。文献[11]从整体上对双有源桥式变换器(Dual Active Bridge，DAB)进行了分析，并给出了一种最大扩展零电压开通(Zero Voltage Switching，ZVS)条件的方法，但其内部模式使用3个控制移相变量，控制较为复杂，且只保证了整体实现软开关，并没有整体提升效率，且不能实现最大功率传输。文献[14]分析了电流应力、效率和移相角之间的关系，并给出了减小电流应力的控制方法，但其并不能保证软开关的实现。文献[15，16]分析了效率和移相角之间的关系，不能保证实现整体软开关，且效率和电路参数关系很大，实际中电路参数设计复杂，很多参数变化可能会影响效率，并不具有通用性。

为了减小双有源桥式DC-DC 变换器的损耗，本文首先分析传统移相控制和双重移相控制，并在此基础上，提出了一种传统移相加双重移相的优化控制方案。相比传统移相控制，所提方案能够保证变换器在实现软开关的同时保证变压器漏感电流有效值最小，从而减小线路的损耗。同时，该方案能够实现负载从空载到满载自由切换，使传输功率的调节范围扩大，灵活性增强。

1　传统移相控制与双重移相控制

双有源桥式DC-DC变换器电路拓扑如图1所示，其控制方式是移相控制。传统移相控制能够满足最大功率传输，但在输入、输出电压不匹配时电流应力较大，甚至不能实现开关管软开关[7]。通过在桥内加入移相变为双重移相，可以拓宽变换器软开关的范围，使得输入、输出电压不匹配时也能实现软开关，同时减小电流应力、减小回流功率，但双重移相控制不能满足最大传输功率的要求。为满足从轻载到满载的功率传输，控制模式需要在双重移相控制模式和传统移相控制模式间进行切换，使其工作在全负载功率范围内[11]，具体分析如下。

图1　双有源桥式DC-DC变换器Fig.1　Dual active bridge DC-DC converter

1.1传统移相控制

传统移相控制下，前后级全桥均工作于相同开关频率，上、下桥臂轮流导通(各导通180°)，斜对角开关管同时导通关断。同时，前后桥之间存在移相角，通过控制变压器两侧电压波形的相位关系来控制功率的大小和流向。定义d=nU2/U1。 当d>1时，即nU2>U1时，变换器工作于Boost模式；当d<1时，即nU2

由图2可知，电感电流在一个周期内波形对称。根据漏感电流斜率，可得到传统移相控制下电感电流iL在半个周期内的表达式

iL=

(1)

图2　传统移相控制工作波形Fig.2　Operating waveforms with the traditional phase-shift control

根据奇对称性，可知iL(t0)=iL(t2)， 将其代入式(1)，可求得iL(t0)， 进而求得平均输出电流为

(2)

式(2)两侧同乘以输入电压U1， 得到传统移相模式下的平均输出功率为

(3)

根据图2中的电流波形，求出传统移相时电流有效值的平方为

(4)

理论上，如果在开关管的开通时刻，流过该开关管的漏源电流为负，则其反并联二极管先于晶体管导通，即该开关管可以实现ZVS导通。所以理论的ZVS软开关限制条件[17]为iL(t0)<0、iL(t1)>0。 当d<1时，若iL(t1)>0成立，iL(t0)<0恒成立，因此，正向Buck传输模式软开关条件变为iL(t1)>0。 代入式(1)，并结合电流波形的奇对称性可得软开关限制条件为

D>(1-d)/2

(5)

1.2双重移相控制

1)外部模式：低压侧与传统移相控制相同，高压侧加入桥内移相。此时，桥间移相角D大于桥内移相角D1，如图3所示。

通过比较发现，传统移相控制可以看作双重移相控制外部模式下D1=0的一种特殊情况。下面对双重移相外部模式进行分析。

根据图3中的电感电流波形及其斜率，得到双重移相外部模式电感电流iL在半个周期的表达式为

iL=

(6)

根据对称性，可知iL(t0)=iL(t3)， 代入式(6)求得iL(t0)， 进而求得平均输出电流为

(7)

式(7)两侧同乘以输入电压U1， 得到双重移相外部模式下的平均输出功率为

(8)

根据图3所给的电流折线图，求出双重移相外部模式时电流有效值的平方表达式为

(9)

双重移相外部模式下软开关的限制条件[11，13]为 iL(t0)<0、 iL(t1)<0、 iL(t2)>0。 当d<1时，若iL(t1)<0， 则iL(t0)<0必然成立，因此，正向Buck传输模式下软开关条件为iL(t1)<0、 iL(t2)>0。 从而得到双重移相外部模式下软开关条件为

(10)

2)内部模式：低压侧和传统移相控制相同，高压侧加入桥内移相。与双重移相外部模式所不同的是此时桥间移相角D小于桥内移相角D1，如图4所示。

图4　双重移相内部模式下工作波形Fig.4　Operaing waveforms of inner mode with dual-phase-shift control

根据图4中的电感电流波形及其斜率，得到双重移相内部模式电感电流iL在半个周期内的表达式

(11)

根据对称性，可得iL(t0)=iL(t3)， 代入式(11)，进而求得平均输出电流

(12)

式(12)乘以输入电压U1， 得到双重移相内部模式下平均输出功率为

(13)

根据图4中所给电流折线图，求出双重移相内部模式下电流有效值的平方表达式为

(14)

对于双重移相内部模式而言，其软开关限制条件[11，13]为iL(t0)<0、 iL(t1)>0、 iL(t2)<0， 即

(15)

2　优化控制方案分析

文献[11]所提控制方案保证了双有源变换器软开关的范围，并根据软开关范围得到一条优化轨迹曲线，但该曲线只是保证最差情况下软开关的范围，并没有减小损耗。文献[14]所提控制方案保证了线路中电流应力最小，但没有考虑软开关情况，适用于低压大电流场合。文献[8]通过保证开关管工作于软开关来减小开关损耗，适用于高频小功率场合。考虑变换器工作在不同应用场合，本文将减小电流有效值和保证软开关两种优势结合，提出一种优化控制方式。使变换器在不同工况下均能保证较高效率。

(16)

(17)

联立式(16)和式(17)，得到不同传输功率下的最优轨迹曲线，即式(18)。式(18)中，第1段分段函数对应双重移相内部模式下的控制轨迹，第2段分段函数对应双重移相外部模式下的控制轨迹，第3段对应传统移相模式下的控制轨迹。将这3个分段函数表达式分别各自代入软开关限制条件式(15)、式(10)和式(5)，均满足软开关限制条件，说明该控制策略可以保证软开关的实现。可见，通过软开关限制，保证了软开关实现；通过求取条件极值，保证了传输同样功率时电流有效值最小；通过双重移相控制模式、传统移相模式的切换，保证了负载从空载到满载范围内的高效功率变换。

(18)

(19)

图5　外部模式最优轨迹曲线Fig.5　Optimal control trajectory in the outer mode

图6　内部模式最优轨迹曲线Fig.6　Optimal control trajectory in the inner mode

结合外部优化控制曲线，就可使内部模式和外部模式得以衔接。最终优化曲线如图7所示。

图7　相结合的内外最优轨迹曲线Fig.7　Combined optimal control trajectory

从图7可以看出，此时内部模式和外部模式完全衔接。这样，就可以保证由内部模式平滑过渡到外部模式。由于内部模式传输功率较小，因此变换器效率优化的整体影响并不是很大。

3　系统控制与实验验证

本文以TMS320F28335DSP为主控芯片，搭建了一台双有源桥变换器实验样机，参数见表1。其中，开关管S1～S8采用IRFP250，变压器一、二次侧均选用利兹线，匝数均为28匝。

表1　变换器参数Tab.1　Parameters of the converter

图8为本文实验采用的控制策略框图。根据得出的控制轨迹函数D1=f(D，d)，调节桥内移相角和桥间移相角，保持输出电压恒定和功率传输。

图8　控制策略框图Fig.8　Diagram of the control strategy

图8中，逻辑判断部分为改进的最优轨迹分段函数D1=f(D,d)， 为控制方便，取d为定值，即d=0.9。如此，D1=f(D,d)的最优轨迹曲线变为一元函数D1=f(D)， 负载的大小不同，使得PI调节器的输出值D不同。再通过判断不同D值对应的函数曲线，即可得到相应的D1，然后再通过调制生成PWM波进行触发。

图9给出了双重移相内部模式、双重移相外部模式和传统移相模式下的全桥逆变输出电压uab、ucd及电感电流iL波形。

图9　闭环实验波形Fig.9　Experimental waveforms under closed loop

从图9可以看出，随着负载的不断增大，变换器实现了从双重移相内部模式到双重移相外部模式再到传统移相模式的切换。当传输功率分别为10 W、75 W、160 W时，由此时的电压、电流波形可见，变换器分别工作于双重移相内部模式、双重移相外部模式和传统移相控制模式。可以测得此时电路的传输效率分别为87.54%、96.51%、96.09%。3种工作状况均能保证变换器工作于软开关状态。可见，实验验证和理论分析一致，验证了理论的正确性。

以d=0.9为例，给出3组非最优轨迹点和最优轨迹点时的电流应力对比曲线，如图10所示。

图10　电流应力对比曲线Fig.10　Comparative curves of current stress

从图10可以看出，同等传输功率情况下，最优轨迹点处电流应力最小。所以通过控制桥内移相D1，可以保证同等传输功率下电路中电流应力最小。随着传输功率的增加，电流应力必然会增加，但最优轨迹点始终保证该功率传输条件下电流应力最小，从而减小了电路中的回流功率和导通损耗，提高了效率。

从图10还可以看到，实际最优轨迹点在理论最优轨迹点附近，此时电流有效值降到最低，最佳效率点在电流最小值点附近。主要原因是本文中将双有源桥式变换器主电路近似为电阻性电路，而实际中，由于电容、电感以及体二极管等非线性因素的存在，变换器的实际模型并不能简单地看作一个电阻性电路。尤其内部模式下控制轨迹函数采用二次函数拟合，并不能很好地逼近实际最优解曲线，因此，存在一定的偏差。

图11为实验样机测试的效率对比曲线。可以看出，传统移相模式和非最优双重移相在轻载时效率仅为67%和74.8%。而本文提出的优化控制策略从轻载到满载，变换器都有较高的输出效率：当变换器处于轻载时，变换器的效率在87%左右，整个工作范围内变换器最高效率约为97.1%。

图11　测试的效率曲线Fig.11　Measured efficiency curves

4　结论

本文针对DAB变换器，提出了一种传统移相与双重移相结合的优化控制策略，可以保证变换器在全工作范围内工作于电流有效值最小和ZVS软开关的状态，从而可以显著减小系统的导通损耗和开关损耗。实验结果验证了该控制策略的实用性。与传统方案相比，所提控制策略具有以下优势：

1)能够减小电流有效值，减小变换器的损耗，提升变换器的效率。

2)通过合理调节移相角，可以使DAB一直工作在软开关状态。

3)通过双重移相内部模式、双重移相外部模式、传统移相模式之间的切换，使得变换器能够工作在全负载范围内。

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吴俊娟女，1979 年生，博士，副教授，硕士生导师，研究方向为功率变换器建模及控制研究、新能源发电系统。

E-mail：wujunjuan@ysu.edu.cn(通信作者)

孟德越男，1990年生，硕士研究生，研究方向为新能源发电、双向直流变换器。

E-mail：xingyuesishui@163.com

Optimal Control Strategy of Dual Active Bridge DC-DC Converter with Combined Dual-Phase-Shift and Traditional-Phase-Shift Controls

Wu JunjuanMeng DeyueShen YanfengShen HongSun Xiaofeng

(Key Lab of Power Electronics for Energy Conservation and Motor Drive of Hebei Province Yanshan UniversityQinhuangdao066004China)

In order to reduce the power losses of the dual active bridge(DAB) DC-DC converter，an optimal control strategy combining dual-phase-shift and traditional-phase-shift controls is proposed.It can minimize the root-mean-square(RMS) current flowing through the leakage inductor while ensuring zero-voltage-switching(ZVS) operation of all power switches.In this paper，the power transmission characteristics and soft-switching range under traditional phase-shift control and dual phase-shift control are first analyzed respectively.On this basis，by establishing the mathematical models of the RMS current，transmission power，and soft switching conditions，an optimal control trajectory is derived，which enables the DAB converter to operate in the minimum-RMS-current state while guaranteeing ZVS operation of all power switches.Thus，both the conduction and switching losses can be significantly reduced，and the optimal control of DAB is achieved.Finally，experimental results are provided to validate the correctness of theoretical analysis and feasibility of the control strategy.

Dual active bridge DC-DC converter，dual-phase-shift control，RMS current，optimal control

国家自然科学基金(51407155)和河北省自然科学基金(E2015203407，E2016203156)资助项目。

2015-05-25改稿日期2015-09-01

TM46