超高频功率变换器研究综述

徐殿国　管乐诗　王懿杰　张相军　王　卫

(哈尔滨工业大学电气工程系　哈尔滨　150001)



超高频功率变换器研究综述

徐殿国管乐诗王懿杰张相军王卫

(哈尔滨工业大学电气工程系哈尔滨150001)

随着电力电子技术的不断发展，超高频(30～300MHz)功率变换器逐渐成为研究热点。超高频功率变换器能有效减小系统无源元件的数值与体积，极大地提高系统的功率密度。但是极高的开关频率对系统的开关特性、拓扑特性以及控制特性均提出了更高的要求。该文从超高频功率变换器的发展背景入手，概述了超高频功率变换器的发展现状。介绍并比较了目前超高频功率变换器的主要拓扑，同时讨论分析了适用于超高频功率变换器的谐振驱动方式以及控制方法。为超高频功率变换器的后续研究提供了参考。

超高频功率变换器拓扑结构谐振驱动控制方法

0　引言

超高频(30～300 MHz)功率变换器通过提高系统工作频率，能够有效减小系统无源元件体积，从而提高系统功率密度。同时系统工作频率的提高能够减小每个周期系统传输和存储的能量，从而提高系统瞬时响应。系统无源元件数值和体积的减小有利于系统集成及制造。

超高频功率变换器通过结合射频技术和传统的电力电子技术来构建其电路拓扑[1-6]。在射频技术中超高频功率放大器可以实现直流到交流的变换，此时逆变后的交流信号频率与系统的开关频率相同。

一般来说，超高频功率放大器的负载阻抗是固定的，最典型的就是天线型负载。随着超高频功率放大器的不断发展，依次以A类(Class A)、B类(Class B)、C类(Class C)等对不同类型拓扑进行命名[2，7]。对于A类功率放大器，其开关管中电流的占空比为50%；对于B类功率放大器，其电流占空比为25%～50%；对于C类功率放大器，其电流占空比为0%～25%。根据上述占空比范围易知，三类功率放大器均只能工作在所对应的较小范围内。文献[8]中提出的D类(Class D)功率放大器是第一个能够在较宽范围内工作且理论上能够达到100%效率的拓扑结构，但是该拓扑中的开关管只能工作在硬开关状态。针对上述问题，学者们提出了E类(Class E)[3，4]和F类(Class F)[5，6]功率放大器，它们分别能够实现零电压开关(Zero-Voltage Switching，ZVS)和零电流开关(Zero-Current Switching，ZVS)两种软开关状态。

与开关型功率变换器(Switch-Mode Power Supplies，SMPS)转换过程相似，超高频功率放大器将直流电压通过工作在线性区的开关管变换为高频交流电压或电流。但两者最主要的不同就是超高频功率放大器并未将交流信号再转换为直流电压或电流。现阶段很多学者都致力于超高频功率变换器的研究，基于已有的超高频功率放大器拓扑，同时结合相应整流电路，不同拓扑结构的超高频功率变换器逐渐被提出[9-20]，这些超高频功率变换器具有体积小、功率密度高、响应速度快的优点。

虽然超高频功率变换器具有上述优势，但是极高的开关频率对系统半导体器件的选取[21-28]、系统寄生参数的利用[29-36]、电路设计[37-42]和无源元件设计[43-49]均提出了更高的要求。在超高频功率变换系统中，随着系统开关频率的增加，系统的开关损耗也迅速增加，为了保证系统具有较高的效率，必须减少开关管的开关损耗和驱动电路损耗。在现有的一些超高频功率变换系统中，学者们主要采用零电压开关技术来减小在开关瞬间由电压、电流重叠所引起的功率损耗。同时也采用谐振驱动电路来减小该电路的充放电损耗。

本文针对超高频功率变换器的发展现状及存在的问题进行了详细介绍。首先介绍了现有超高频功率变换器拓扑的构成原则，并分析了其优缺点；其次分析了超高频功率变换器驱动电路相关研究内容，详细分析了自谐振方式以及非自谐振方式的特点；最后分析了超高频功率变换系统的控制方式。

1　超高频功率变换器拓扑结构研究

超高频DC-DC变换系统总体上由逆变环节、匹配环节和整流环节三个环节构成，结构如图1所示。逆变环节将直流电压逆变成交流电压；匹配环节调整逆变环节输出侧的等效负载；整流环节将交流电压调整为稳定的直流电压进行输出，一般该环节采用谐振整流的方式，这种方式能够降低系统损耗。

图1　超高频功率变换器拓扑结构示意图Fig.1　Structures of very high frequency converters

在超高频条件下，主电路开关管的开关损耗迅速增加。为了保证系统效率，需要保证开关管工作在零电压(ZVS)开通状态来减小损耗。在现阶段的研究中，为了避免浮地驱动，大多数的超高频电路拓扑是基于接地型开关管结构。结合超高频功率放大器的不同结构，Class E型拓扑[50，51]和Class Φ型拓扑[52-55]构成的逆变环节能够满足上述软开关条件。而对于整流环节，由于其恰好同逆变环节相反，利用对偶的思想，可以采用恰当的对偶整流结构。下文针对不同拓扑结构的超高频功率变换器进行详细介绍。

图2为文献[56]所提出的超高频DC-DC变换器拓扑。电感LR、电容CR以及二极管VD构成谐振整流电路，其中CR包含了二极管自身的寄生电容。电容CT以及相应电感构成匹配网络环节。电感Lin、电容CS以及对应的谐振腔构成Class E型逆变网络，同上相似，CS也包含了开关管自身的输出侧寄生电容。在理想的设计条件下时，开关管的寄生电容恰好可以满足逆变环节谐振电容的需求，此时就无需再添加额外的电容了。

图2　文献[56]中基于Class E 拓扑的 SEPIC型VHF电路示意图Fig.2　Schematic diagram of a Class E based SEPIC VHF converter proposed in [56]

图3　开关管与二极管电压波形Fig.3　Voltage waveforms of the switch and diode

图3为此超高频功率变换器的开关管及二极管两端电压波形。从图中可以看出，开关管工作在零电压(ZVS)开通状态，同时在开通时刻开关管两端电压dv/dt也为零，开关管实现了良好的软开关状态，有效减小了开关损耗。从二极管两端的电压波形可以看出，当二极管导通时其两端电压被输出电压钳位，非导通时电感与电容产生谐振，利用这种谐振整流方式可有效减小二极管的损耗。

在超高频DC-DC功率变换器的参数的分析与设计过程中，一般遵循首先设计整流环节，其次设计匹配环节，最后再设计逆变环节的顺序。在设计过程中采用时域和频域相结合的方法。在整流环节的设计过程中，需要保证整流环节输入侧的电压与电流基波同相位，如图4所示。当输入电压与输入电流同相位时，整流环节就体现出电阻特性。那么在整流环节设计完毕后，就可以围绕逆变环节、匹配环节以及等效电阻进行设计，此时主要在频域上进行设计，使得在开关管关断时，其漏源极阻抗在开关频率以及其他频率处满足设计需求。

图4　整流环节输入侧电压和电流波形Fig.4　Voltage and current waveforms of rectifier stage

从图3的电压波形可以看出，虽然开关管能够实现良好的软开管状态，但开关管漏源极两端电压应力很大。当开关管占空比为50%时，Class E型逆变环节的电压应力约为输入电压的3.6倍。这使得系统需要选用高耐压的开关管，导致系统成本提高，同时也极大的制约了该拓扑的应用范围。

针对上述问题，一些学者提出了基于Class Φ2逆变结构的超高频功率变换器[53-55]，Class Φ2电路是在Class Φ电路的基础上衍生而来的。该逆变结构在满足上述软开关的条件下，能够有效降低开关管两端的电压应力。

图5为一种基于Class Φ2电路的Boost型超高频功率变换器拓扑[54，57]。同上述Class E型逆变器相比较可以看出，该多谐振网络由4个元件构成，即电感LF、L2F和电容CF、C2F构成，这4个无源元件构成了一个低阶网络，其特性与1/4传输线相似。合理设计调整该网络能够实现开关管ZVS特性，该网络能够使得开关管漏源极两端电压呈近似的方波或梯形波状态，从而保证较小的电压应力。对于LF、CF、L2F、C2F构成4个无源元件的设计，一般需遵循如下原则。

图5　文献[54，57]中所提出的基于Class Φ2拓扑的 Boost型VHF电路示意图Fig.5　Schematic diagram of a Class Φ2 based Boost VHF converter proposed in [54] and [57]

L2F和C2F的谐振频率需设定到与开关频率的二次谐波相近，从而在二次谐波频率处开关管漏源极两端呈低阻抗特性。另外，LF和CF需与L2F、C2F以及负载阻抗协同设计，使得在基波和三次谐波处，开关管漏源极两端呈高阻抗特性。此时通过进一步调整基波和三次谐波处相应的阻抗值就可使得开关管漏源极电压呈近似的方波或梯形波特性，从而减小开关管两端电压应力。同时根据文献[55]中所提出的方法，可以基于参数CF设计出其他3个元件，这样就可以充分利用开关管的输出侧寄生电容作为谐振电容。

图5所示的Boost型超高频功率变换器的整流环节与图2所示的SEPIC型超高频变换器有所不同。该谐振整流环节与文献[58，59]中提出和分析的结构相类似。该整流网络提供了一个由输入侧到输出侧的直流通路，这样系统可以通过直流分量来传递所需的一部分能量，从而减小系统损耗，提高系统效率。但是这种特点使得该拓扑的输出电压只能高于输入电压，不能进行降压变换。与图2结构相似，可以利用二极管两端的寄生电容构成谐振电容Crect的一部分，从而减小该谐振电容值，甚至还可以完全利用二极管电容来代替该谐振电容。具体的分析设计过程也与上述SEPIC型超高频功率变换器相似，采用由后到前、时域与频域相结合的方法。

图6为工作频率为50 MHz时，上述Boost型超高频谐振变换器开关管漏源极两端电压波形及驱动电压波形。从图中可以看出，由于基波和三次谐波的共同作用，开关管两端电压应力明显减小，仅为输入电压的2倍。同时还可看出驱动电压波形呈正弦形式，在后文中将会对超高频驱动电路进行详细介绍。图7为该50 MHz Boost型超高频功率变换器样机图。由图可以看出随着系统开关频率的升高，系统体积迅速减小。同理，基于Class Φ2型逆变电路，一些其他的超高频变换器也逐渐被提出[17，60]，如图8、图9所示。从图8中可以看出该超高频变换器逆变环节仍采用Class Φ2电路，但右侧部分的匹配环节和整流环节有所不同。图8所示的10 MHz 超高频变换器拓扑从输入侧到输出侧并不存在直流通路，这也就意味着系统能量只能通过各次谐波来传递，会在一定程度上增加系统损耗，降低系统效率。但正是由于不存在直流通路，使得该拓扑能够具备升压和降压两种特性，有助于拓宽系统的应用范围。

图6　开关管DS电压与驱动电压波形Fig.6　The switches drain-source voltage and driving signal waveforms

图7　50 MHz Boost型超高频功率变换器样机图Fig.7　Photograph of the 50 MHz resonant Boost converter prototype

图8　文献[17]中所提出的基于Class Φ2拓扑的 10 MHz 超高频变换器示意图Fig.8　Schematic diagram of a 10 MHz Class Φ2 based VHF converter proposed in [17]

图9　文献[60]中所提出的基于Class Φ2拓扑的 隔离型VHF电路示意图Fig.9　Schematic diagram of a Class Φ2 based VHF converter proposed with autotransformer in [60]

在图9所示的超高频功率变换器中，其前端的逆变环节仍采用Class Φ2电路，但在其后端的整流环节中，采用了一个匝数比为1∶1的变压器，该变压器一方面起到阻抗变换的作用，另一方面变压器的寄生参数也参与到整流环节的谐振过程中。此时变压器的励磁电感可以得到充分的利用，作为谐振电感与二极管的寄生电容进行谐振。但在高频条件下，即使采用了较复杂的设计方法来减小寄生电容，变压器绕组间以及绕组对地间都会不可避免的存在寄生电容。尽管这些寄生电容可以被谐振电容吸收掉一部分，但额外的寄生电容在一定程度上必然会影响系统性能。

在上述拓扑的基础上，一些学者也逐步开始研究交错并联型超高频变换器、双向超高频变换器以及半桥型超高频变换器。

与低频条件时应用交错并联技术相似，在高频条件下，也可通过两电路的交错并联来减小输入电流纹波。图10为一基于Class E电路的交错并联型超高频功率变换器。文献[61]中该拓扑样机的工作频率为120 MHz，输出功率为3～9 W，被用作LED驱动器，该样机效率在80%～89%之间。交错并联技术的应用能有效减小输入侧和输出侧的纹波，从而能够应用在较大功率场合。但由于超高频条件下，两电路器件参数的微小偏差就会导致其最优工作点的偏移，所以在相同的工作频率下不能保证两者均工作在最优工作点处。

图10　文献[61]中所提出的基于Class E拓扑的 交错并联超高频变换器示意图Fig.10　Schematic view of the interleaved VHF converter based on Class E circuit proposed in [61]

将上述分析整流环节的二极管用开关管替换，就可以得到如图11所示的双向超高频变换器[62]。从图11中可以看出，该双向超高频变换器拓扑是由Class E型逆变电路和Class E型同步整流电路组成的，该电路工作在正向传输模态时，开关管S1起到功率开关管作用，S2起到同步整流二极管作用。在反向传输模态中，两者作用与前者恰好相反。在具有双向导通的特点之外，该双向变换器引入了同步整流开关管，能有效降低整流环节的导通损耗。但该拓扑需要增加一个额外的驱动电路，同时在高频条件下两驱动信号需要满足相应的逻辑关系，这对驱动电路的设计具有一定的挑战。

图11　基于Class E逆变器和Class E同步整流的 双向超高频变换器示意图Fig.11　Schematic diagram of a VHF converter with Class E inverter and synchronous Class E rectifier

在上文的分析中提到，在超高频功率变换器中学者们一直避免半桥型拓扑的应用，主要是由于半桥结构中上管的浮地驱动难以解决，但半桥型结构一个天然的优势为其开关管两端的电压应力很低，由于其开关管与输入侧电压直接连接，所以其开关管电压应力与输入电压相同。文献[63]提出了如图12所示的一基于Class DE半桥逆变电路[64]与Class DE整流电路的超高频变换器，非常适合应用在高输入电压或高输出电压的场合。同时与上述其他拓扑相比较，图12所示的超高频变换器主电路中只包含一个电感元件，能进一步提高系统的功率密度。为了解决较难驱动的问题，文献[63]中提出了自谐振的驱动方式，具体的完善方法也在进一步研究中。

图12　基于半桥Class DE电路的超高频变换器示意图Fig.12　Schematic diagram of a VHF converter with Class DE inverter and rectifier

2　超高频谐振驱动电路研究

在低工作频率的功率变换器中，最常用的驱动电路是方波驱动电路(硬驱动电路)，其加在开关管栅源两级的驱动电压为方波的形式，此时驱动损耗是由于开关管栅源两端输入寄生电容Cgs的充放电所引起的，当驱动电压为Vg，驱动方波频率为f时，硬驱动电路的功率损耗可以近似的由式(1)求得

(1)

从式(1)中可以看出，硬驱动电路的功率损耗与系统的工作频率呈正比，所以当系统工作在超高频状态下时，驱动电路损耗将会迅速增加，极大的制约着超高频功率变换器效率的提升。

为解决硬驱动电路所存在的上述缺点，谐振驱动电路的概念近些年来被提出[47，65-70]。谐振驱动电路与硬驱动电路最明显的区别就是加在开关管栅源两极的驱动电压为正弦或近似正弦形式的信号，谐振驱动电路的思想是将开关的输入侧寄生电容的能量通过谐振的方式加以利用，从而减小驱动电路的功率损耗。其中最简单的谐振驱动电路的示意图如图13所示，其是在传统的硬驱动电路的基础上，加入一串联谐振电感Lres而构成的。图13中，Rg为开关管自身的门极阻抗，Lres为加入的串联谐振电感，RI为驱动回路中其他元件所引入的等效导通阻抗。

图13　谐振驱动电路示意图Fig.13　Schematic diagram of resonant circuit

在传统的硬驱动电路中，在每个开关周期内，电容所存储的能量都被完全的消耗。而在谐振驱动电路中，该能量在电容和串联谐振电感间以电磁能量的形式相互转换，以实现开关管的开通与关断。如果忽略驱动回路上较小的等效电阻RI，那么在图13所示的谐振驱动电路中，仅会在栅极寄生电阻Rg上产生能量损耗，当开关频率为f时，图13所示的谐振驱动电路的能量损耗为[70]

(2)

式中，Vg，ac为正弦驱动电压的幅值。

同时谐振驱动电路可提供高于传统硬驱动电路的驱动电压Vg，从而可实现开关管的迅速开通。以开关管MRF6S9060为例，可根据式(1)和式(2)对上述两种驱动方式的功率损耗进行比较。图14为两种驱动电路功率损耗曲线。可以看出即使当谐振驱动电压高于方波驱动电压时，其功率损耗仍小于方波驱动方式的损耗。

图14　谐振驱动电路与硬驱动电路损耗对比Fig.14　Losses comparisons between resonant driving circuit and hard driving circuit

图15为一典型的基于外部振荡信号的超高频谐振驱动电路[70]。其中包含了一部分控制环节将在第3节控制系统研究中进行介绍。除上文所述的谐振电感外，该电路通过引入一分流支路的方法来减小流经等效电阻RI的电流。该并联支路是由一个谐振电感LP和一个隔直电容CB构成。这样通过这个并联支路的分流，就可有效减小电阻RI上的损耗，提高谐振驱动电路效率。

图15　基于外部振荡信号的超高频谐振驱动电路Fig.15　A VHF resonant circuit based on external oscillating signal

在图15所示的电路结构中，U1为与门，当控制信号存在时，高频方波才能通过与门；U2为反相器，多个反向器并联的目的，一是可以保证足够的输出能力，另一方面是器件并联可以减小电阻，即减少上述电阻RI上的损耗；U3为反相器，当控制信号变为低电平时，U3输出电压为高，开关管S1开通，主开关管栅极电压为零，这样利用U3、开关管S1和二极管VD2构成一个附加关断电路来保证主开关管的可靠关断，同时也能加速开关管的关断过程。

虽然上述谐振方式广泛的应用在超高频功率变换器中，但是该谐振驱动方法需要较多的芯片(如与门、非门、辅助开关管等)，这将会提高系统成本，同时降低系统可靠性。更重要的一点是该基于外部振荡信号的驱动电路，其工作频率由外部振荡信号所决定，从而制约了控制方式的选择，针对上述问题一些学者提出了自谐振驱动方式。

根据上文所述的开关管接地型超高频功率变换器，从其开关管漏-源极波形中可以看出其近似为半波正弦的形式。在开关管开通时，其两端电压为零，驱动电压高于开关管的开启电压；在开关管关断时，其两端电压以正弦形式进行谐振，此时驱动电压低于开关管的开启电压。所以从相位上来看，开关管的驱动电压与开关管的漏-源极电压相位上恰好相差180o，如果将其漏-源极两端电压通过某种方式以180o相位差的形式反馈到开关管栅-源极，并且调整好电压信号幅值，使其恰好符合开关管驱动电压要求的话，那么就可以使超高频功率变换系统形成一个负反馈，从而能够实现系统的自谐振，且无需引入附加的振荡器等元件来提供高频的驱动信号。

文献[71]提出了一种基于串联谐振电感的超高频自谐振驱动电路，如图16所示。开关管栅极加入了电感LG和偏置直流电压Vbias，以Vds作为输入，Vgs作为输出，由电感和开关管寄生电容构成一个带容性负载的高通滤波器。当两电压传输比在系统工作频率处有180o左右的相移时，会满足自谐振条件。通过合理设计电压增益G=Vds/Vgs与偏置电压Vbias，就可以控制开关管的合理开通与关断。图17即为不同串联电感参数下该自谐振驱动电路电压增益的Bode图。从图中可以看出，该拓扑结构能实现约180o的相位差，通过改变电感的取值，可以进一步调整在所需谐振频率处的电压增益，从而实现所需的自谐振驱动功能。

图16　基于串联电感的超高频自谐振驱动电路Fig.16　Circuit of a self-resonant VHF driving circuit

图17　不同电感参数下上述自谐振驱动电路Bode图Fig.17　The bode plots of self-resonant circuit with different inductor values

虽然上述自谐振驱动电路结构简单，但该结构性能主要依赖于所选开关管的寄生参数，并不能适用于全部种类的开关管。另一方面，该自谐振驱动电路驱动电压的幅值与主电路的输入电压呈正比，随着主电路输入电压的升高，开关管的驱动电压将会超过开关管所允许的电压，制约了该自谐振拓扑的应用范围。

针对上述问题，文献[72]提出了基于辅助开关管的超高频自谐振驱动电路。如图18所示，该驱动电路采用Class E型谐振电路，通过采用辅助开关管的形式，将辅助开关管漏-源极间的电压信号作为主开关管的驱动电压，这样就可以保证驱动信号与主电路的输入电压无关。同时在辅助开关管的栅极和直流电压源之间加入一个电感Lstart，能够保证变换器迅速达到稳态。虽然上述结构较好地解决了基于串联电感自谐振驱动电路存在的问题，但这种结构会使得系统的驱动环节变得较为复杂，需要增加辅助开关管以及其他的电感、电容元件等。

图18　基于辅助开关管的超高频自谐振驱动电路Fig.18　The VHF self-resonant circuit based on a auxiliary switch

3　超高频功率变换器控制研究

除拓扑结构和驱动方式外，超高频功率变换器另一个非常重要的研究内容就是超高频功率变换器的控制方法。对于传统变换器来说，一般采用脉宽调制(PWM)的方式或频率调制(PFM)的方式对系统的驱动信号进行调整来实现系统的闭环控制。但在超高频情况下，这两种控制方式都难以实现。首先对于PWM方式来说，超高频系统中开关管的ZVS特性是在一定的占空比下实现的，当系统占空比改变时，开关管将会失去ZVS特性，从而增加系统损耗。其次，在超高频谐振拓扑中，若采用PFM调频的方式，将会使系统的频率变化范围过大，控制系统难以实现。当然也可以同时结合PWM和PFM，这会增加控制电路复杂程度的同时也会导致系统承受很宽的频率变化范围[73]。

在超高频功率变换器中普遍使用的是突发模式(burst mode)控制方式[56，60，72-75]。如图19所示，该方法通过低频信号控制开关管高频驱动信号的有无，其驱动信号示意图如图20所示。这种控制方式的优点在于当开关管开通时，开关管就工作在其最优工作点。在保证输出电压恒定的条件下时，这种控制方式能保证在较宽工作范围系统具有较高的效率。但这种方式的一个缺点就是会引入低频谐波干扰，需要增加输入和输出侧所需的滤波元件数值。同时由于系统不断在工作状态和非工作状态间切换，这种控制方式对于电路主拓扑的起动和关断速度提出了较高要求。

图19　基于突发控制模式的超高频功率变换器系统Fig.19　The VHF circuit based on burst mode control

图20　控制信号与驱动信号波形Fig.20　The waveforms of control signal and gate voltage

在突发模式控制方式的基础上，滞环控制方法[72，74]、移相控制方法[75]也在超高频功率变换器中有所应用。滞环控制方法具有良好的瞬态响应速度以及较高的轻载效率，但其引入了较多的低频干扰，需要增加输入EMI滤波器的体积。移相控制与滞环控制相似，它能够采用响应速度较慢的元件，但同时也会造成比滞环控制更长的时间延迟。

文献[76]中将异相控制技术(outphasing control)应用在超高频功率变换器中，图21即为该控制方法的示意图。异相控制方法就是通过调整两个或多个逆变环节间的相位差来控制合并后经整流环节输出的电压幅值。图22即为一种基于异相控制的超高频功率变换系统。异相控制方法能够保证较快的响应速度、很宽的调整范围以及较小的输入输出滤波器。但异相控制方法的缺点是在轻载和满载时，系统的损耗基本相同，这会导致较低的轻载效率。

图21　基于异相控制的超高频系统示意图Fig.21　System diagram of VHF converters based on outphasing modulation

图22　基于异相控制的超高频谐振系统电路图Fig.22　The circuit of VHF resonant circuit based on outphasing control method

4　结论

随着电力电子技术的不断发展，超高频功率变换器能有效减小系统体积，提高系统功率密度的同时保证较高的效率。从超高频功率变换器拓扑角度考虑，以功率放大器电路结构为基础，多种谐振结构已经被提出(如单管接地型拓扑、交错并联型拓扑、双向变换拓扑以及半桥型拓扑)，这些拓扑通过保证半导体器件工作在软开关状态而有效减小了系统的开关损耗。同时在驱动技术方面，从传统的硬驱动方式发展为谐振驱动方式以及自谐振驱动方式，这些方式在高频条件下都充分利用了开关管寄生电容的能量，从而减小了驱动电路的损耗。常用的PWM和PFM控制方法已经不适用超高频功率变换器中，一些新型的控制方法逐渐被提出，以保证在宽范围内系统均具有较高效率。针对本文中所述三个研究方面所存在的问题，超高频功率变换器的性能在未来还有很大的提升空间。

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Review on Very High Frequency Power Converters

Xu DianguoGuan YueshiWang YijieZhang XiangjunWang Wei

(Department of Electrical EngineeringHarbin Institute of Technology Harbin150001China)

With the fast development of power electronics techniques，very high frequency (VHF) power converters (30-300 MHz) ，which can greatly reduce the number and volume of passive components and help to improve system power density，gradually become research focus.However，at such high operating frequencies，many challenges have been proposed，such as switching characteristics，topologies characteristics，and control methods.This paper starts from the development background of VHF power converters.Then a state-of-the-art overview of VHF development is described.Different topologies adopted in VHF conditions are introduced and compared.At the same time，the resonant driving strategies and the corresponding control methods for VHF converters are discussed and analyzed，which can provide reference for further research of VHF converter.

Very high frequency power converters，topologies，resonant driving，review

光宝电力电子技术科研基金资助项目 (HIT-2014-02)。

2016-06-17改稿日期2016-08-02

TM46

徐殿国男，1960年生，教授，博士生导师，研究方向为超高频功率变换技术、交流变频调速系统、伺服控制系统、低压及中压电网无功补偿及多端直流输电技术。

E-mail：xudiang@hit.edu.cn

管乐诗男，1990年生，博士研究生，研究方向为超高频功率变换器、谐振变换器及单级AC/DC变换器。

E-mail：hitguanyueshi@163.com (通信作者)