一组基于可控开关电容的高频谐振功率变换器*

曾君　孙伟华　刘俊峰

(1.华南理工大学 电力学院， 广东 广州 510640； 2.华南理工大学 自动化科学与工程学院， 广东 广州 510640)



一组基于可控开关电容的高频谐振功率变换器*

曾君1孙伟华1刘俊峰2†

(1.华南理工大学 电力学院， 广东 广州 510640； 2.华南理工大学 自动化科学与工程学院， 广东 广州 510640)

变频控制是谐振功率变换器常用的调控手段，但是宽范围变化的工作频率会降低磁性元器件的性能且增加设计复杂性.文中提出一组基于可控开关电容(SCC)控制的谐振功率变换器，通过改变谐振回路的等效电容可以在恒定工作频率下完成谐振变换器的输出调控.对各种不同SCC拓扑进行了分析比较，论证了所提出SCC结构的优越性.然后枚举了SCC结构在二阶和三阶谐振变换器中的应用，并详细分析了一种基于半桥移相控制的SCC-LCL-T型谐振变换器的工作特性.最后，通过仿真和实验验证了所提出的SCC结构应用于谐振变换器拓扑的有效性和可行性.

谐振变换器;全波型SCC;移相控制;ZVS软开关;SCC-LCL-T谐振变换器

随着高频开关器件的发展，电力电子装置逐渐向高频化、集成化、模块化发展.高频化的功率变换可以有效减小装置体积，提高功率密度和可靠性，并降低开关噪声.谐振功率变换器的软开关特性能够有效减小开关损耗，使得工作频率进一步地提高，从而适应开关高频化的需求，目前受到了广泛的关注[1- 4].变频控制是谐振变换器常用的调控方法.在变频控制的调节下，LCC谐振变换器的频率波动高达75%，大范围变化的工作频率将影响电磁干扰性能和降低磁性元器件的效率[5].文献[6]中提出不对称准谐振式半桥变换器，通过改变占空比来调控输出幅值，该变换器可工作在恒频状态，但是占空比变化范围在0～0.5之间，且调控能力有限.文献[7]中结合占空比控制与变频控制提出了一种混合调制控制策略，其开关频率范围缩小到83～124 kHz.考虑到谐振变换器的体积和重量往往由最低开关频率来决定，宽范围的工作频率波动使得高频化的优势被削弱，且增加了电路设计的复杂度.

实际上，谐振变换器的输出由其归一化角频率ωn(开关角频率ω/谐振角频率ω0)来调控[8- 10].因此，谐振变换器还可以通过调节其谐振频率来实现输出的调整，从而维持开关频率的恒定，减少对磁性元器件的影响.考虑到谐振频率由谐振电感和谐振电容决定，文献[11]中提出通过可控开关电容(SCC)和可控开关电感(SCI)来改变等效电容和等效电感值，进而调控谐振频率的方法.由于结电容的存在，SCC比SCI更适用于高频应用场合.文献[11]中提出了两种全波型SCC拓扑，但是其控制精度难以掌握.考虑到SCC拓扑的多样性和实用性，现有的文献并没有对其进行系统的归纳和有效的总结，文中基于常见的二阶和三阶谐振功率变换器，总结了一组集成SCC结构的、定开关频率控制的、具有高频输出能力的谐振变换器拓扑.

文中首先分析和比较了现有SCC结构，归纳了各种SCC结构的等效电容大小，并枚举了可集成SCC结构的二阶和三阶谐振变换器拓扑；然后分析了一种新型的基于半桥移相控制的新型SCC-LCL-T谐振变换器拓扑；最后通过仿真和小样机实验验证了SCC结构对谐振变换器的输出调控能力及对外部扰动的补偿能力.

1　SCC拓扑分析和比较

SCC可分为全波型和半波型.全波型SCC拓扑如图1所示，其中图1(a)为文献[12]中提出的应用于LLC谐振变换器的SCC拓扑；图1(b)为文献[13]中提出的应用于LCL谐振变换器的SCC拓扑；图1(c)和1(d)为文中提出的两种新型SCC结构.

图1　全波型SCC拓扑

半波型SCC结构如图2所示，其中图2(a)为文献[14]中提出的应用于电子镇流器驱动的SCC拓扑；图2(b)为文献[15]中提出的应用于LLC谐振

变换器的SCC拓扑.归纳而言，全波型SCC结构适用于对称输出谐振变换器，而半波型SCC适用于不对称输出谐振变换器.常用的SCC控制方式包括PWM控制、移相控制以及移相和PWM混合控制.

图2　半波型SCC拓扑

对比图1、2所示的全波、半波SCC拓扑，半波型SCC结构开关管不是双向可控开关，会导致正负半周期不对称导通，进而使输出的正负半波不对称.而全波型SCC拓扑正负半周期开关管对称导通，不存在偏置问题，保证了输出波形的对称性.全波型SCC的比较如表1所示.

图1中拓扑图(b)和(d)采用相对于逆变半桥的移相控制，控制和驱动电路更为简单；而图1中拓扑图(a)和(c)中SCC与逆变半桥的控制相互独立，因此其控制和驱动电路相对复杂；此外，图1拓扑图(a)和(d)中电容数量降为2个，降低了成本和体积.4种拓扑其等效电容曲线如图3所示，拓扑图(a)和(b)调控范围为(0.2C,C),拓扑图(c)调控范围为(C,1.4C),拓扑图(d)调控范围为(C,1.95C).拓扑图(a)、(b)和(d)具有较宽的调控范围；拓扑图(c)和(d)能以较小的物理电容获得较大值的等效电容，从而进一步减小体积和节约成本.综上所述，文中提出的SCC拓扑图(d)具有控制简单、驱动电路简便、调控范围宽的优点，且所用电容数最少.

表1　全波型SCC拓扑比较

图3　SCC等效电容变化曲线

2　集成SCC的谐振变换器拓扑举例

图4枚举了集成图1中SCC拓扑图(d)的二阶和三阶谐振功率变换器拓扑.

(a)LC串联谐振变换器(b)LC并联谐振变换器(c)LLC谐振变换器(d)LCC谐振变换器(e)LCC-T谐振变换器(f)LCL-T谐振变换器

图4集成SCC的谐振逆变器拓扑

Fig.4Topologies of SCC resonant inverter

图4(a)、4(b)为二阶谐振功率变换器，图4(c)、4(d)、4(e)、4(f)为三阶谐振功率变换器.图4(a)为集成全波型SCC结构的LC串联谐振变换器；图4(b)为集成全波型SCC结构的LC并联谐振变换器；图4(c)为集成全波型SCC结构的LLC谐振变换器；图4(d)为集成全波型SCC结构的LCC谐振变换器；图4(e)为集成全波型SCC结构的LCC-T谐振变换器；图4(f)为集成全波型SCC结构的LCL-T谐振变换器.下面以图4(f)为例来分析提出的谐振功率变换器的输出特性，并验证SCC结构对输出特性的调控能力.

3　集成全波型SCC结构的LCL-T半桥谐振变换器

集成全波型SCC结构的LCL-T半桥谐振变换拓扑如图5所示，包括半桥前端电路和SCC-LCL结构的后端滤波.其中，半桥电路由电容C和开关S1，S2组成；后端滤波电路主要包括谐振电感Lr、Lk，SCC电容C1、C2(C1=C2=C)和SCC双向开关S3、S4.半桥电路用于对直流电压进行斩波，而SCC-LCL型滤波结构对半桥输出的方波信号进行滤波来产生标准的正弦输出，并保证了半桥开关的软开关条件.

图5　集成全波SCC的半桥LCL谐振变换器拓扑

采用移相控制的SCC电路的工作周期如图6所示.图中:uS1和uS2为半桥驱动信号，uS3和uS4为SCC开关管S3和S4的驱动信号,SCC驱动信号与半桥驱动信号之间移相角为α；uceq为SCC上的电压，iceq为流过SCC的总电流；ic1为流过电容C1的电流，uc1为电容C1上电压；ic2为流过电容C2的电流，uc2为电容C2上电压.一个工作周期可分为6种不同的模态，对应t0，t1,…,t66个时间段，各模态示意图如图7所示.

1)模态1,[t0-t1]：t0时刻，S4关断，S3导通，此时ic1为负，S3反并联二极管导通，ic1=ic；电容C1持续放电，直到t1时刻电容C1电压降至电压最小值Uceqmin.

2)模态2,[t1-t2]：t1时刻，电流ic1过零由负转正，MOS管开始有电流通过，电流ic1=ic；电容C1充电，到t2时刻，电容电压充电至Uc1t2=Uc2t2=Uc2min.

图6　SCC工作周期分析

图7　SCC模态图

3)模态3,[t2-t3]：在t2时刻，电容C1电压等于电容C2电压，即Uc1=Uc2，电容C1继续充电Uc1>Uc2，S4的反并联二极管导通，开关管S4两端电压被钳位至零，在此模态内可以实现开关管S4的ZVS软开关；t3时刻，开关管S3关断信号到来，电容C1充电至最大电压Uc1max.

4)模态4,[t3-t4]：t3时刻，S4导通，电容C2电流为正，S4反并联二极管导通，MOS管S4没有电流通过，电流ic2=ic；到t4时刻，电流ic2过零点由正转负，电容C2充电至电压最大值Uceqmax.

5)模态5,[t4-t5]：t4时刻，MOS管S4开始有电流通过，电流ic2=ic；电容C2电压降低，到t5时刻电压降至Uc2t5=Uc1t5.

6)模态6,[t5-t6]：t5时刻，Uc2=Uc1，电容C2持续放电，S3反并联二极管导通，S3两端电压被钳位至零，此模态内S3实现ZVS软开关；电流ic1=ic2=ic/2，电容C1、C2同时放电；到t6时刻，S4关断，电容C2放电至最小值Uc2min；S3开通，之后重复[t0-t6]周期.

在模态3与模态6，S3与S4的反并联二极管导通，开关管电压被钳位至零，因此开关S3和S4可以零电压开通，从而实现ZVS软开关.

SCC等效电容值与电容一个周期内的电荷量q成正比[16]，可得SCC等效电容为

(1)

忽略谐振变换器中的高次谐波，采用交流分析方法，LCL谐振变换器输出电流增益H为[9]

(2)

把SCC结构等效电容Ceq公式代入LCL谐振变换器输出电流增益H的表达式中，可得相对于移相角α的输出电流增益H的曲线H(α),如图8所示.

图8　变换器的电流增益曲线H(α)

从图8可以看到,移相角α可实现对输出电流增益单调平滑的控制，输出电流增益的变化范围为[0.77,1.56].实际系统中的参数差异和外界扰动使得谐振变换器输出波动；其次，输入的变化也使得变换器输出偏离稳定状态.随着SCC结构的引入，可以通过移相角α的控制来实现对增益H的调控，元件公差和参数误差及输入波动等都可以经过适当移相角α的调节来得到补偿.

4　仿真和实验验证

4.1电路参数设计

设计集成SCC结构的半桥LCL-T谐振变换器样机，其具体参数如下：输入电压uin=35 V，负载20 Ω，谐振点的开关频率fs=30 kHz.通过与仿真结果分析，原型电路中的品质因数Q=1.06.

(3)

式中，f为谐振频率，Lr为谐振电感值，Cr为谐振电容值，Rload为负载阻抗，Zn为特征阻抗.

为了保证SCC拓扑结构调控的裕量，可使工作范围内的移相角α在70°～120°之间，再由等效电容Ceq的计算以及电容规格上的考虑，对SCC结构的电容C进行合适的选型.

(4)

取电感Lk=109μH，使得电感比值略大于1，确保逆变半桥的ZVS软开关；SCC结构的电容选取为C1=C2=220nF.

4.2仿真分析

通过PSIM进行仿真验证，不同移相角控制下谐振变换器各部分驱动与输出波形如图9、10所示.图中波形从上到下分别为：驱动信号uS1和uS3、uS2和uS4,半桥逆变输出电流iLr,SCC结构中的S3开关管电流ic1,SCC结构中的S3开关管两端电压umos3,以及输出电流iout.

由仿真可得：

(1) 不同移相角α可以对谐振变换器输出电流iout实现[0.8～1.6]A范围内单调平滑的调节.从而验证了SCC结构对于谐振功率变换器输出调控的连续性和有效性.

图9　移相角α=45°时的仿真波形

图10　移相角α=165°时的仿真波形

(2)半桥输出电压波形超前于半桥输出电流波形iLr，从而实现半桥开关的ZVS条件.

(3)从uS3和umos3波形可以看出，在SCC驱动信号到来时，开关管反接二极管导通，开关管电压钳位至零，从而实现SCC开关管的ZVS条件.

4.3样机实验分析

为了验证所提出SCC-LCL-T谐振变换器的可行性，设计了一台小功率样机.样机参数与上述仿真参数一致，其中功率开关器件为IRF540.图11为移相角α=60°时的工作波形；图12为移相角α=90°时的工作波形；图13为移相角α=162°时的工作波形.uS1为半桥开关管S1驱动信号，uS3为SCC开关管S3驱动信号，umos3为SCC开关管S3两端电压，iout为输出电流，iLr为半桥输出电流，uout为输出电压.

从图11、12和13可以看到，实验波形与仿真分析一致，控制移相角α可以实现对输出正弦电流幅值的[0.85～1.50]A范围内可控，也可实现逆变半桥开关和SCC开关的ZVS软开关.移相角α较小或者较大时，等效电容Ceq偏离谐振工作点处的谐振电容值，谐波增多使得输出波形略微畸变.

图11　移相角α=60°时的实验波形Fig.11　Experimental waveforms when phase-shift angle α=60°

图12　移相角α=90°时的实验波形

图13　移相角α=162°时的实验波形Fig.13　Experimental waveforms when phase-shift angle α=162°

图14为负载Rload=20 Ω时，不同移相角α下测得的变换器效率曲线.在移相角α=90°附近效率达到最高接近94%，此时SCC等效电容值在最佳谐振工作点附近，效率比较高.而在远离α=90°时，偏离谐振工作点，谐波增多，从而使得效率有所下降，最低效率在85%左右.

图14　实验效率曲线

当输入电压为35 V，谐振变换器输出电流幅值为1.2A.模拟外界输入扰动，分别调节直流输入电压为32 V和38 V，通过移相角α的调控来补偿外界输入的扰动.图15(a)验证了在输入电压为32 V时，通过增大α可使输出电流幅值保持为1.2A不变；在输入电压为38 V时，可通过减小α使得输出电流幅值维持稳定，如图15(b)所示.这进一步验证了SCC拓扑可以对外部扰动进行有效补偿，维持输出的稳定.

图15　改变输入电压下的稳态输出

5　结论

文中归纳总结了集成SCC结构谐振变换器的拓扑和调控方法，详细比较了半波型、全波型SCC拓扑的调控性能、控制方式以及应用成本等，并提出两种新型的全波型SCC拓扑结构，其具有所需元件数量少、控制简单、驱动电路设计便利的优点，具有实用性和应用优势.进一步，对提出的基于移相控制的新型SCC-LCL-T谐振变换器拓扑进行了详细分析、PSIM仿真以及小功率样机试验验证，结果证明SCC结构使得谐振变换器输出电流增益在[0.77,1.56]范围内连续可调；可以同时实现半桥开关和SCC开关管的ZVS软开关，最高效率可以接近94%；对于±10%的外界输入扰动，通过移相角α的调节和补偿可以维持谐振变换器的输出恒定.有效验证了SCC结构用于谐振变换器输出调控的可行性和有效性.

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Supported by the National Natural Science Foundation of China(61573155)

A Set of High-Frequency Resonant Converters with Switch-Controlled Capacitor

ZENGJun1SUNWei-hua1LIUJun-feng2

(1.School of Electric Power, South China University of Technology, Guangzhou 510640, Guangdong, China;2. School of Automation Science and Engineering, South China University of Technology,Guangzhou 510640, Guangdong, China)

At present, the most effective control of resonant converters is the frequency modulation, but the wide variation range of working frequencies can reduce the performance of magnetic components and increase the design complexity. In this paper, a set of resonant converters based on controllable switched capacitors (SCC) is proposed, which can effectively control the output of resonant converters at a constant frequency by adjusting the equi-valent capacitance of resonant tanks. The superiority of the proposed SCC structure is demonstrated by analyzing and comparing different SCC topologies. Then, second-order and third-order resonant converters are combined with the proposed SCC structure, and the characteristic of a new SCC-LCL-T resonant converter topology based on the half-bridge phase-shift control is discussed in detail. Finally, the feasibility and effectiveness of the proposed SCC structure are verified by simulation and experiments.

resonant converter; full-wave SCC; phase shift control; ZVS soft switch; SCC-LCL-T resonant converter

2016- 02- 21

国家自然科学基金资助项目(61573155)；华南理工大学中央高校基本科研业务费重点资助项目(2015ZZ097)；华南理工大学中央高校基本科研业务费面上项目(2015ZM008)

曾君(1979-)，女，副教授，主要从事电力电子、分布式发电的能量管理和智能控制等的研究.E-mail：junzeng@scut.edu.cn

刘俊峰(1978-)，男，副教授，主要从事电力电子的控制应用、非线性控制、高频配电系统等的研究.E-mail：aujfliu@scut.edu.cn

1000- 565X(2016)08- 0018- 08

TM 13

10.3969/j.issn.1000-565X.2016.08.004