混合H桥级联逆变器的优化调制

何凯益　任　磊　邓　翔　陈轶涵　龚春英

（江苏省新能源发电与电能变换重点实验室（南京航空航天大学）　南京　210016）

混合H桥级联逆变器的优化调制

何凯益任磊邓翔陈轶涵龚春英

（江苏省新能源发电与电能变换重点实验室（南京航空航天大学）南京210016）

两路电压比为1∶2的H桥混合级联结构可实现七电平的输出，有助于提高逆变器的功率密度。在采用多层载波层叠的调制方法下，低压单元一个桥臂开关管工作在高频，另一桥臂开关管工作在低频，两个桥臂开关管热量分布不均导致系统寿命/可靠性降低。提出一种优化调制策略，在保证输出特性和效率不变的情况下，使两个单元的开关管最高工作频率降低为原来的1/2，同时每个单元的四个开关管工作应力相同，有助于提高系统寿命/可靠性。最后通过仿真和实验验证了优化调制策略的可行性和有效性。

混合H桥级联多电平逆变器多层载波层叠调制优化控制

0　引言

中频400Hz逆变器被广泛使用在航空和船舶等运载系统中。随着运载系统性能发展和要求的提高，对其中的中频电源容量及性能要求也不断提高。其中，高效率、高功率密度和高可靠性是核心指标要求。

目前中频逆变器采用较多的方案是传统的全桥逆变电路拓扑，理论上可以通过提高开关频率来减小输出滤波器的重量和尺寸，但是开关频率的提高带来开关损耗的增加，不利于效率的提高。

多电平逆变器概念最早被提出并用在高压大功率变换场合。由于多电平逆变器输出电压有多个电平，可以减小输出电压中的谐波含量并降低每个开关管的电压应力［1，2］。输出谐波含量的降低有助于减小输出滤波器的重量和尺寸，从而实现高功率密度。而开关管电压应力的降低有助于导通电阻以及结电容的减小，这样不仅可以降低开通损耗，也可以降低开关损耗以及驱动损耗，从而实现高效率。多电平逆变器中研究较多的主电路拓扑主要有二极管钳位式多电平逆变器［3，4］、飞跨电容式多电平逆变器［5，6］和级联式多电平逆变器［7-12］。二极管钳位式和飞跨电容式适合电平数目较少的情况，因为在电平数目较多时需要大量的钳位二极管/电容，且系统控制也比较复杂。级联式逆变器不仅具有其他多电平逆变器的优点，而且实现输出相同电平数所需的器件最少，控制简单，可靠性高且易于模块化。文献［7，8］研究了采用载波移相控制的H桥级联拓扑，该拓扑两单元可以输出五电平，并且每单元还可以采用单极性倍频的控制方法来提高级联桥臂等效输出开关频率，但是每个桥臂都是工作在高频状态，所以开关损耗仍较大。文献［13-16］提出不同输入电压的混合级联逆变器，研究最多的是电压比为1∶2的混合级联逆变器，可以输出七电平，单元一作为高压单元其开关管工作在低频状态，单元二作为低压单元其开关管工作在高频状态，减少了谐波含量和开关损耗，提高了功率密度和效率。该拓扑调制方法有很多，最简单的就是混合调制，但是混合调制存在能量倒灌问题，影响低压直流侧电容电压稳定。多层载波层叠调制方法虽然可以有效解决能量倒灌问题，但是本文分析发现低压单元两个桥臂开关管工作状态不同，一个工作在高频，另一个工作在低频，高频开关管工作结温高、寿命降低从而导致系统可靠性降低。

本文提出一种优化调制方法，在输出特性和效率不变的情况下，使得每个单元两个桥臂开关管最大开关频率为原来最大开关频率的 1/2，而且各单元的开关管热量分布均匀，有利于提高系统的寿命/可靠性。

1　多层载波层叠SPWM调制方法

图1　多层载波层叠SPWM调制原理Fig.1　Principle of multi-carrier stacked SPWM modulation

表1　多层载波层叠调制七电平组合输出电压Tab.1　Seven level output voltage for multi-carrier stacked modulation

多层载波层叠SPWM调制原理如图1所示，两个H桥级联输出七电平需要三个载波，三个载波va、vb和vc反向层叠。输出七电平电压的调制过程见表1。当 0＜uref＜va时，输出电平 0；当 va＜uref＜vb时，输出电平+E；当vb＜uref＜vc时，输出电平+2E；当 uref＞vc时，输出电平+3E；当 0＜-uref＜va时，输出电平 0；当 va＜-uref＜vb时，输出电平-E；当vb＜-uref＜vc时，输出电平-2E；当-uref＞vc时，输出电平-3E。

2　调制优化控制

针对上面的问题，本文提出类似单极性倍频的优化调制控制方法，使每个单元四个开关管工作频率一致，热量分布均匀，而且级联后输出电压可达到倍频的效果，即在保持输出等效开关频率及总开关损耗一样的情况下，开关管最高工作频率为原来的1/2。

以图2所示的两单元级联主电路拓扑为对象进行调制原理分析。由于采用类似单极性倍频优化调制控制，通过对参考正弦调制信号的修改，只用一个三角载波就能实现调制功能。

图2　混合级联2H桥拓扑Fig.2　Topology of hybrid cascaded 2H-bridge

假设图1中的三角载波幅值为um，参考正弦调制信号幅值为 uref。0＜uref＜um时，调制信号等于uref；当um＜uref＜2um时，调制信号等于2um-uref；当2um＜uref＜3um时，调制信号等于uref-2um。当参考信号位于负半周期时，分析与正半周期类似。式（1）是调整后调制波的分段函数表示，图3是调制波调制原理示意图，图中与之交截的三角载波vd也进行了相应调整，三角载波只用了一个，幅值为2um，频率为原来的1/2。

图3　调制波调整原理Fig.3　Principle of modified modulation

图4是低压单元调制原理，给出了桥臂开关管的驱动信号。调整后的调制波umod作为低压单元的调制波与三角载波vd交截比较得到低压单元左桥臂开关脉冲信号，调制波umod反向后作为低压单元右桥臂的调制波与三角载波交截比较得到右桥臂开关脉冲信号。从图4可以看出，桥臂输出等效开关频率是桥臂开关管开关频率的2倍，达到倍频的效果。

图4　低压单元调制原理Fig.4　Principle of low voltage unit modulation

高压单元参考正弦信号幅值在区间（-um，um）时，左桥臂上开关管S11关断、下开关管S12开通，右桥臂上开关管S13关断、下开关管S14开通；参考正弦信号幅值在区间（2um，3um）时，左桥臂上开关管 S11开通、下开关管 S12关断，右桥臂上开关管S13关断、下开关管 S14开通；参考正弦信号幅值在区间（-3um， -2um）时，左桥臂上开关管S11关断、下开关管S12开通，右桥臂上开关管S13开通、下开关管 S14关断；当参考正弦信号幅值位于区间（um，2um）和（-2um，um）时，高压单元桥臂进行类似倍频高频调制，高频段的调制原理如图5所示。当umod＞vd且-umod＞vd时，高压单元输出+2E电平；当umod＜vd且-umod＜vd时，高压单元输出-2E电平，而且桥臂输出等效频率也是开关管频率的2倍。

图5　高压单元调制原理Fig.5　Principle of high voltage modulation

图5中脉冲信号A表示三角载波斜率为正时逻辑电平1，斜率为负时逻辑电平0，脉冲信号A′和A逻辑相反。

当参考正弦幅值位于区间（um，2um）时，调整后的调制波为

此时，脉冲信号B表示反向后的调制波-umod与三角载波vd交截比较，则

相同内容的问卷，笔答和口答又有何差异？Rintell和Mitchell(1989)对开放式角色扮演收集的语料和开放式DCT收集的语料进行了对比研究，研究结果显示，除了学习者的口答语料显著长于笔答语料以外，其他方面都非常相似。另外，在一些情景中，母语者和学习者的笔答均比口答更为直接，说明被试在面对面的口头交际中更多地受到了面子和礼貌等因素的制约。

脉冲信号 C表示调制波 umod与三角载波 vd交截比较，则

此时，开关管S12的逻辑信号为

开关管S13的逻辑信号为

同理，当参考正弦幅值位于区间（-2um， -um）时，调整后的调制波为

脉冲信号 B′表示反向后的调制波-umod与三角载波vd交截比较，则

脉冲信号 C′表示调制波 umod与三角载波 vd交截比较，则

此时，开关管S12的逻辑信号为

开关管S13的逻辑信号为

由上可得高压单元的开关逻辑数学统一表达式为

详细分析以上两个单元的开关信号可知：高压单元和低压单元开关管的最大开关频率都是等效输出开关频率的 1/2，而且左右两个桥臂的工作状态相同，开关损耗也相同，所以两者热量的分布均匀，有利于提高系统的使用寿命/可靠性。

3　输出特性

根据倍频原理，可以把如图6a所示的低压单元调制原理等效为如图6b所示的调制原理，两种调制方式的输出电平波形一致（如图6c所示），则两者输出电压谐波含量也一致。

图6　低压单元调制原理分析Fig.6　Modulation principle analysis of low voltage modulation

当高压单元参考正弦波幅值位于区间（-um，um）时，高压单元桥臂输出0电平；当参考正弦波幅值在区间（2um，3um）时，高压单元桥臂输出+2E电平；当参考正弦波幅值在区间（-3um， -2um）时，高压单元桥臂输出-2E电平，这与多层载波层叠调制是一致的。在高频调制区间（um，2um）和（-2um， -um）内，可以把如图7a所示的高压单元电平调制原理等效成如图7b所示的调制原理，两者输出电平一样。图7c为高压单元输出电压波形示意图。

图7　高压单元调制原理分析Fig.7　Modulation principle analysis of high voltage modulation

对正弦参考信号幅值区间分段，然后在每一区间内得到相应的电平输出逻辑表达式，见表2。

通过表2和表1的对比可知，两种调制方法在相同正弦参考信号下高低压单元的输出电平波形相同，即级联输出电压波形相同，则两者的输出特性一致。因而，优化调制控制在不改变输出特性的情况下，高压单元和低压单元的左右桥臂开关管工作状态一致，而且使得最大开关频率为多层载波层叠调制方法时最大开关频率的 1/2，实现了倍频的效果。

表2　优化调制策略等效后电平输出逻辑Tab.2　Logic expression of level voltage for equivalent modulation

4　仿真及实验

4.1仿真

对多层载波层叠调制方法和优化调制控制方法进行仿真和实验验证。仿真主电路参数如下：输入母线电压分别为60V和120V；输出电压为115V/400Hz；滤波电感为 100μH，滤波电容为 6.8μF；多层载波调制方法载波频率为 80kHz，优化调制控制载波频率为40kHz；负载电阻为13Ω。图8和图9分别是优化调制控制下的开关驱动仿真波形和桥臂输出电压仿真波形，说明了优化调制的可行性。图10是两种控制方法的输出谐波特性对比，说明了两种方法具有相同的输出特性，图中基波幅值电压为162V。

图8　优化调制控制各桥臂开关驱动仿真波形Fig.8　Simulation waveforms of modified modulation for each bridge

图9　优化调制控制桥臂输出电压仿真波形Fig.9　Simulation waveforms of bridge output for modified modulation

图10　两种调制方法输出电压谐波比较Fig.10　Harmonic comparison of two modulations

4.2实验

实验采用DSP+FPGA的数字控制，DSP进行输出电压和电感电流信号采样，再经数字PI计算得到调制波，传给FPGA进行调整并输出开关控制信号。传统多层载波层叠调制与优化调制方法在产生开关控制信号过程的复杂程度是相似的，体现在用FPGA实现开关脉冲信号时，两者所占逻辑资源总数相近。控制信号先经过三态缓冲电路，再通过4504光耦隔离后驱动芯片 IR2110，IR2110具有自举驱动能力，一个桥臂只需一个驱动电源。高压、低压单元开关管分别采用 IR公司的 IRFB4321、IRFB4510。

图11和图12分别是优化调制控制下的开关驱动实验波形和单元桥臂输出电压实验波形。图 12中，VA代表低压单元桥臂输出波形；VB代表高压单元桥臂输出波形；VC代表级联桥臂输出波形。实验波形验证了优化调制原理分析的正确性和可行性。表3是两种方法效率的对比，验证了优化后的调制方法和载波层叠调制方法的效率基本相同。

图11　优化调制开关驱动实验波形Fig.11　Experimental waveforms of switching for modified modulation

图12　优化调制桥臂输出电压实验波形Fig.12　Experimental voltage waveforms of bridge for modified modulation

表3　两种调制方法不同功率时的效率对比Tab.3　Efficiency comparison of two different modulations with different power

图13是两种调制方法在1kW功率下工作0.5h后的开关管温度分布，表4为每个功率管中心处温度。图13中，A代表低压单元S23、S24开关管；B代表低压单元S21、S22开关管；C代表高压单元S13、S14开关管；D代表高压单元S11、S12开关管。可见在多层载波调制方法下，低压单元 S23、S24开关管（高频）温度比 S21、S22开关管温度（低频）高约3℃以上，高压单元 S13、S14开关管（高频）温度比S11、S12开关管（低频）温度高1.5℃左右，经过优化调制以后每个单元两个桥臂温度基本一致，说明优化后的调制方法能够使每个单元桥臂工作状态一致，热分布均匀，开关管最高温度降低，有利于提高系统寿命/可靠性。

图13　开关管热分布Fig.13　Heat distribution of switches

表4　两种调制方法的工作温度分布Tab.4　Temperature distribution for two modulations（单位：℃）

5　结论

本文先对混合调制中的多层载波层叠调制方法进行了分析，指出在同一单元中两个桥臂的开关管工作频率状态不同，使得同一单元的开关管发热量分布不均，导致器件寿命不一致而影响系统寿命/可靠性；然后提出并详细分析了优化调制控制方法，在保证输出特性和效率不变的情况下，每个单元桥臂开关管工作频率一致，并且最大开关频率为多层载波层叠调制方法时的 1/2；最后通过仿真和实验验证了所提出的优化调制方法的正确性和可行性。

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Modified Modulation of H-Bridge Hybrid Cascaded Inverters

He KaiyiRen LeiDeng XiangChen YihanGong Chunying
（Jiangsu Key Laboratory of New Energy Generation and Power Conversion Nanjing University of Aeronautics & AstronauticsNanjing210016China）

The topology of H-bridge hybrid cascaded with voltage ratio 1∶2 can achieve seven-level output to improve power density. With the modulation of multi-carrier stacked， the switches of one bridge in the low voltage unit are working at high frequency， and the switches of the other bridge are working at low frequency. The uneven heat distribution will shorten the life of the device and endanger the system. Therefore， this paper presents a modified modulation. By maintaining the same output characteristics and efficiency， the max switch working frequency of each unit can be reduced by half， and all the switches of each unit can work at the same state. The modified modulation is helpful to increase the life of the switches and the stability of the system.

Hybrid cascaded H-bridge， multilevel inverter， multi-carrier stacked modulation，modified modulation

TM464

何凯益男，1989年生，硕士研究生，研究方向为功率电子变换技术。

E-mail： hekaiyi2008@163.com（通信作者）

任磊男，1991年生，博士研究生，研究方向为功率电子变换技术以及故障预测与健康管理技术。

E-mail： renleinuaa@163.com

国家自然科学基金资助项目（51377079）。

2014-05-13改稿日期 2014-07-17