横向磁通电机控制器驱动及缓冲电路设计

候书寒，李红梅，周亚男，姚宏洋

(合肥工业大学，合肥 230009)

横向磁通电机控制器驱动及缓冲电路设计

候书寒，李红梅，周亚男，姚宏洋

(合肥工业大学，合肥 230009)

采用MOSFET作为功率器件，设计实现了针对横向磁通电机的功率驱动电路。该电路采用光耦HCPL4504和专用驱动芯片UCC27321，具有外围电路简单可靠的特点；同时，为了抑制MOSFET两端出现的电压尖峰，设计了RCD缓冲电路。详细阐述了横向磁通电机驱动方案的整体结构、驱动电路设计以及关键参数的计算流程。最后，开展了900 W横向磁通电机驱动电路及缓冲电路的实验测试工作，通过试验测试验证所设计的驱动电路及缓冲电路的实用性和有效性。

横向磁通电机；MOSFET；驱动电路；UCC27321；RCD缓冲电路

0 引 言

与传统的电励磁电机相比，横向磁通电机具有转速低、转矩密度高、电磁解耦、控制方便等特性，特别适合于低速驱动及大转矩领域。由于其低速特性优良及结构形式多样等诸多优点，横向磁通电机得到越来越多的关注，应用领域也从大功率的磁悬浮列车、舰船电力推动等到小功率的电动车驱动不断扩展[1]。随着电力电子技术的发展， IGBT、MOSFET 等功率开关器件已逐步取代晶闸管(SCR)为主的功率开关器件，同时正朝着高性能、模块化、小型化的方向发展[2]。

目前，IGBT作为电机驱动的功率器件，电压等级较高，多用于大功率场合。将IGBT用于小功率的电动车领域，必然造成较大的功率冗余，而且IGBT驱动电路体积大、成本高，不利于产业化实现。相比于IGBT，MOSFET则在小功率场合表现更为突出，在低压、大电流领域更是MOSFET的强项，恰恰能够解决IGBT在小功率场合的一系列问题。

为此，针对48 V供电的900 W横向磁通电机驱动系统，本文建议采用低电压、大电流的MOSFET作为功率器件，设计MOSFET为功率器件的横向磁通电机控制器驱动电路以及抑制MOSFET两端电压尖峰振荡的RCD缓冲电路，并通过试验验证设计的驱动电路和缓冲电路的实用性和有效性。

1 MOSFET驱动电路基本要求

MOSFET驱动电路是电机控制器控制电路和功率主电路之间的接口，设计性能良好的驱动电路可以使MOSFET工作在比较理想的状态，这对电机运行效率、可靠性和安全性都十分重要，MOSFET驱动电路应满足以下基本要求[3]：

(1) 栅极驱动电压合适，一般以10～15 V为宜；

(2) 驱动电路应能提供足够大的电流，以保证MOSFET快速开通且不存在上升沿的高频振荡；同时，驱动电路能提供低阻抗的通路，以保证MOSFET快速关断，尽量减小MOSFET的开关损耗；

(3) 具有合适的栅极(串联)驱动电阻和合适的栅源(并联)电阻(一般为数百至数千欧姆)，以保证MOSFET动态驱动效果和防静电效果；

(4) 驱动电路应能实现控制电路和功率主电路间的电气隔离，保证电机控制器的安全可靠；

(5) 尽可能较少驱动电路输入与输出信号延时，减小系统响应的滞后；

(6) 电路结构简单、安全可靠，成本低，且具有很强的抗干扰能力。

2 驱动方案设计及器件选型

2.1 驱动电路总体方案设计

900 W横向磁通电机控制器功率主电路如图1所示，控制信号开关频率f=10 kHz。

图1 横向磁通电机控制器全桥功率主电路

电机控制器驱动方案如图2所示，由光耦隔离电路、驱动信号放大电路、全桥功率驱动电路三部分组成[4]。Umodel表示光耦隔离电路和驱动信号放大电路供电电源，Udc表示电机控制器直流母线电压。电机控制器控制电路输出的六路PWM信号通过光耦隔离和放大后，输出六路驱动信号UP，VP，WP，UN，VN，WN，驱动全桥功率主电路实现对横向磁通电机的控制。

2.2 驱动电路器件选择

2.2.1 MOSFET选型

MOSFET的选型要兼顾实用、安全及其可靠性等，其选型原则可借鉴文献[5]。针对Udc为48 V，功率为900 W横向磁通电机，电机额定电流幅值为27 A，选择型号为MM300FF15T2HD的MOSFET功率模块，它能承受的最大漏极-源极电压为150 V，最大漏极直流电流为300 A，具有较低的导通电阻、快速的开关能力和较宽的工作温度范围，符合设计所需。

2.2.2 光耦及驱动芯片的选择

专用集成驱动芯片集性能稳定、集成度较高和电路比较简单的优势于一体，考虑已完成选型的MOSFET所需要的驱动能力及应用环境，选择光耦隔离芯片HCPL4504和专用驱动芯片UCC27321[6]。

3 驱动电路设计及参数计算

3.1 驱动电路设计

图3是电机控制器U相上管驱动电路，该电路基于HCPL4504和UCC27321芯片设计，其中，光耦芯片HCPL4504实现隔离，驱动芯片UCC27321作信号放大。两个芯片的输入输出均是反逻辑，因此整个驱动电路的输入输出仍是正逻辑关系，即当输入控制信号为高电平时，驱动输出高电压开通信号；当输入控制信号为低电平时，驱动输出低电压关断信号。

图3 电机控制器U相上管驱动电路

光耦HCPL4504和驱动芯片UCC27321选择+12V电源供电，光耦输入端源自DSP输出的PWM信号，接入电阻R41=220 Ω，输出侧接上拉电阻R33=4.7 kΩ，二者用于匹配光耦的电流传输比(CTR)，5脚和6脚之间跨接C9=100 pF的去噪电容，6脚输出信号接驱动芯片UCC27321的输入端2脚，引线长度小于2 cm。芯片电源端接入100 μF电解电容，使电源和地之间解耦，并能在驱动过程中提供功率管所需的驱动电流，接入贴片电容C10=C11=1 μF，滤除电源高频噪声。

为使驱动芯片UCC27321一直保持工作，3脚使能端接+12V电源，使其始终高电平有效。并在1脚和4脚间接100 nF的贴片电容，以降低输出阻抗。为保证功率管较快的开关速度、较小的开关损耗，并防止开关时的浪涌电压导致其误触发，设置了合适的栅极电阻R43=10 Ω，R42=27 Ω，MOSFET开通时R43起作用，关断时R43和R42并联起作用，控制MOSFET的关断速度。为了保护功率管，减小输入阻抗，提高抗干扰性能，给栅源电荷的泄放提供通路，栅极和源极间跨接电阻R66=10 kΩ。

U相下管和其它相的驱动电路设计完全相同，不再赘述。

3.2 驱动参数计算

(1) 电源功率计算

MOSFET在开关过程中需要消耗来自栅极驱动电源的功率，同时驱动电路的芯片也需要电源供电，为确保驱动电路稳定可靠工作，供电电源应能输出稳定电压且具有足够的功率。

MOSFET驱动输出的平均电流表达式：

(1)

式中：Qg为MOSFET的栅极电荷；f表示MOSFET的开关频率。

驱动输出功率计算公式：

(2)

式中：Vdrive为栅极驱动电压。

至于光耦HCPL4504及驱动芯片UCC27321的功率需求，可查阅手册获得，其中PHCPL=100 mW，PUCC=650 mW。

(2) 驱动电阻计算

MOSFET的开通和关断是通过栅极电路的充放电来实现的，因此栅极驱动电阻Rg的大小会影响栅极电容的充放电速度，因而对MOSFET的开关特性产生极大的影响。

当Rg较大时，可抑制栅极信号前后沿的陡度并防止振荡，减小MOSFET栅极的尖峰电压；但当Rg过大时，MOSFET开关时间必然延长，开关损耗加大，其最大值表达式：

(3)

式中：Tr为驱动电路输出信号上升沿和下降沿。

取Tr=0.01T，T=100 μs，则Tr=1 μs。输入电容Ciss参考MOSFET模块手册，取21 nF，经计算，Rg<15.9 Ω。

当Rg较小时，能够减小MOSFET的开关时间，降低开关损耗；但Rg太小时，驱动回路杂散电感与MOSFET输入电容会形成欠阻尼，导致MOSFET栅源极之间的振荡，引起栅极的尖峰电压，严重时损坏MOSFET。其最小值表达式：

(4)

式中：L0为栅极回路杂散电感。

L0一般为20 nH，经计算得Rg(on)min>1.95 Ω。

4 RCD缓冲电路设计

由于实际电路中杂散电感的存在，MOSFET关断时较高的di/dt将在其两端引起电压尖峰，对MOSFET的安全运行带来极大的威胁。为保证电路的安全可靠性，设计了如图4所示的RCD缓冲电路，其参数计算过程如下[7-8]。

图4 电机控制器主电路及缓冲电路

4.1 确定缓冲电容Cs容量

缓冲电容容量计算公式：

(5)

式中：IL为母线电流；L=LP+LS，LP为主回路杂散电感，LS为缓冲回路寄生电感；Δu为过电压保护度，一般设定为15%。

缓冲电容Cs的耐压值过小会给主回路带来安全隐患，其最小耐压值应为主回路中功率模块所承受的额定电压值。此外，还需注意的是，缓冲电容应选择无感电容，安装时引线应尽量短，并且尽量靠近功率模块。4.2 确定缓冲电阻Rs

缓冲电路应保证在每次MOSFET关断前缓冲电容Cs中的电荷完全被释放，缓冲电阻Rs则为其提供能量释放的通道。缓冲电阻Rs的计算公式：

(6)

同样，缓冲电阻也需要选择无感电阻。

4.3 确定缓冲二极管Ds

首先，缓冲二极管耐压值应与MOSFET额定电压相当。其次，缓冲二极管的瞬态正向电压下降是MOSFET关断时发生尖峰电压的原因之一。此外，缓冲二极管的选型应注意反向恢复特性，较长的反向恢复时间使二极管在高频动作时损耗增加，同时，缓冲二极管急剧的反向恢复过程在MOSFET的漏源极间引起电压大幅度振荡。综上所述，缓冲二极管应选择电压容量合适、瞬态正向电压低、反向恢复时间短且反向恢复平顺的缓冲二极管。

5 实验测试

基于MOSFET为功率器件的横向磁通电机控制器驱动电路以及RCD缓冲电路设计及元器件选型及参数确定的基础上，制作完成了横向磁通电机控制器，并对驱动电路和缓冲电路性能进行实验测试。驱动电路逻辑测试结果如图5所示，其中CH4为控制信号波形，开关频率为10 kHz；CH3为驱动电路输出波形，可以看到驱动信号与控制信号逻辑相同，频率与占空比均未发生改变，且具有快速的上升沿和下降沿，MOSFET能够可靠开通和关断。

图5 驱动电路输入、输出波形

图6为驱动电路带载测试波形。测试条件为Udc=48 V，Iin=27 A，给定控制信号占空比分别为3%，18%，47%，74%。观察MOSFET栅极的驱动信号波形UGS及漏-源极波形UDS。CH1为MOSFET驱动电路的输出波形UGS，CH2为MOSFET漏源极波形UDS，匹配设计的RCD缓冲电路，漏源极尖峰电压不超过60 V，试验结果表明：在建议的驱动方案下，结合匹配设计的RCD缓冲电路，MOSFET驱动电路能正常可靠地工作。

(a)控制信号占空比为3%时的测试波形(b)控制信号占空比为18%时的测试波形

(c)控制信号占空比为47%时的测试波形(d)控制信号占空比为74%时的测试波形

图6 驱动电路带载测试的输入、输出波形

6 结 语

针对低电压大电流的横向磁通电机，匹配设计了基于MOSFET的电机驱动电路，该电路采用高速光耦芯片及集成驱动芯片，外围电路结构简单、运行安全可靠。同时，设计的RCD缓冲电路可以抑制MOSFET关断时的尖峰电压，为横向磁通电机控制器驱动电路稳定可靠的工作提供了良好的保证，试验结果表明：针对900 W横向磁通电机设计的驱动电路及与之匹配的缓冲电路能够确保横向磁通电机控制器功率主电路中MOSFET安全可靠的开通和关断。

[1] 苏士斌， 史仪凯， 袁小庆，等.横向磁通电机研究综述[J].电子学报，2013，41(11)：2290-2296.

[2] 綦慧，戴鹏飞.永磁同步电机驱动器的研制[J].电气传动,2010，40(10)：28-31.

[3] 王兆安，刘进军.电力电子技术[M].北京：机械工业出版社，2011.

[4] 谈振藩， 林荣森， 王洪波，等.基于CPLD 的直流无刷电机驱动电路设计[J].现代电子技术，2008，31(8)：4-6.

[5] 王毅.功率MOSFET的失效分析及其驱动设计[D].武汉：武汉理工大学，2014.

[6] 胡发焕，邱小童，蔡咸健.基于场效应管的大功率直流电机驱动电路设计[J].电机与控制应用，2011，38(4)：21-24.

[7] 余向阳，余娟，郑湘渝.B 型缓冲电路用于MOSFET 逆变器的仿真分析[J].现代电子技术，2005，28(12):85-89.

[8] 周永明.逆变桥缓冲电路应用研究与软开关技术探讨[D].西安：西安理工大学，2003.

Design of Drive and Snubber Circuit for a Transverse Flux Motor

HOUShu-han,LIHong-mei,ZHOUYa-nan,YAOHong-yang

(Hefei University of Technology,Hefei 230009,China)

Based on the opto-coupler HCPL4504 and the integrated chip UCC27321, a power drive circuit was designed for a transverse flux motor using MOSFET as power devices. The design has simple and reliable peripheral circuit. The RCD snubber circuits was also designed to suppress voltage spikes across the MOSFET. Then, the overall structure, drive circuit design and key parameters' determination was described in detail. The experimental testing of suggested drive circuit and snubber circuits was accomplished to verify their practicality and effectiveness for a transverse flux motor with rated power of 900 W.

transverse flux motor; MOSFET; drive circuit; UCC27321; RCD snubber circuit

2015-08-02

国家自然科学基金项目(51377041)；国家留学基金项目(20143026)

TM33

A

1004-7018(2016)05-0068-03