固定导通时间控制的多路输出DC/DC电源的研制

王泽景， 徐 怡， 龚春英

(江苏省新能源发电与电能变换重点实验室， 南京航空航天大学， 江苏 南京 210016)

固定导通时间控制的多路输出DC/DC电源的研制

王泽景， 徐 怡， 龚春英

(江苏省新能源发电与电能变换重点实验室， 南京航空航天大学， 江苏 南京 210016)

针对多路输出反激变换器交叉调整率的问题，给出了提高多路输出电压精度的几种方法。采用了固定导通时间模式的控制方法，分析了其工作原理，研制了一款宽输入电压范围(200～900V)、50W七路输出双管反激变换电源，并针对研制过程中遇到的问题进行了介绍和分析，给出了解决方法。

多路输出； 固定导通时间模式； 双管反激

1 引言

反激变换器具有高可靠性、电路拓扑简洁、输入输出电气隔离、升/降范围宽、易于多路输出等优点。双管反激在高压输入的场合得到广泛应用，续流二极管可将变压器漏感能量回馈到输入侧，可有效地抑制漏感引起的关断电压尖峰。在多路输出的反激变换器中, 由于变压器中漏感的存在, 电路的交叉调整率总是存在一定的问题[1,2]。本文首先分析了影响多路输出电压交叉调整率的原理，针对各路不同负载大小及稳压精度要求，分别通过加权反馈、稳压芯片、在主反馈侧加辅助变压器等方法改善交叉调整率。本文采用固定导通时间的控制方法，研制了一款基于双管反激电路的七路输出电源，给出了设计步骤及实验结果，实验结果表明各路稳压精度良好，并针对实验中遇到的启动问题进行了分析，提出了改进方法。

2 七路输出电源研制

2.1 主要指标

输入电压为200～900V，共七路输出，各路输出电压/满载电流分别为12V/1.36A、-12V/0.5A、15V/0.6A、5V/2A、-8V/0.2A、8V/0.3A和12V/0.3A，满载输出功率50W。最高工作频率为65kHz。设计的最大占空比为0.45，工作在DCM模式。

2.2 系统构成及基本原理

主电路如图1所示，该变换器对主变压器的12V输出的稳压精度要求较高，所以选择其作为主反馈，采用TL431反馈进行稳压，15V输出作为辅反馈与之加权反馈。因为12V输出端口副边需接辅助变压器，承受负载较重，权重系数选择为0.62，15V输出的权重系数为0.38。5V输出由主变压器8V输出经过稳压芯片TPS5430得到。另外三路不在主变压器上绕制，而是通过辅助变压器的方式输出。芯片辅助供电绕组与15V输出共用。通过利用SFH615A-3光耦合器进行原副边的隔离，光耦合器和控制芯片的FB端连接对占空比进行调节实现闭环控制。原边功率开关管上承受的电压应力为Uinmax=900V，选择功率管IGBT型号：HGTG5N120BND (1200V/21A)。续流二极管电压应力为输入电压，选择型号为US1M(1000V/1A)。副边由于5V输出所带负载较重，且是由主变压器的8V输出经过TPS5430芯片转换得到，8V输出没有反馈，稳压精度较差，电压变化范围较大，整流二极管选择FFB20UP30DN(300V/20A)。副边其余整流二极管选择MUR220(200V/2A)。主变压器选用EI30磁心，初级励磁电感量为1mH。通过上述分析可知，多路输出反激交叉调整问题存在的根本原因在于各副边绕组不能完全耦合。位于不同回路中的漏感对交叉调整率的影响是不同的，而通过改进线圈的排列方式和结构，则可以在一定程度上改善交叉调整率。本文主变压器采用三明治绕法，即原边在最里层和最外层各一半，中间绕制副边，减小原边漏感。12V输出由于作为主反馈应绕制在最里层，-12V输出由于没有反馈，绕制时应该与主反馈12V输出尽量靠近，从而改善稳压性能。8V输出即使有稳压芯片参与稳压但是为了减少其损耗，应绕制在-12V输出与辅反馈15V输出之间，所以不考虑股数以及变压器磁心体积限制的最合理的排布如图2所示。实际情况中，由于变压器体积限制以及15V、-12V两路输出带载轻，并绕股数较少，可合并为一层。 -12V与辅反馈靠近，也能保证良好的交叉调整率，实际绕制的排布如图3所示。

图1 主电路原理图Fig.1 Principle diagram of main circuit

图2 不考虑磁心体积限制变压器绕组排序图Fig.2 Winding geometries in transformer regardless of volume of core

图3 变压器绕组实际排序图Fig.3 Actual winding geometries in transformer

3 改善交叉调整率的稳压方法

3.1 不同稳压方式

交叉调整率指在某一输入电压下，某一路输出电压由于本身负载或其他输出组负载变化而造成的最大电压变化量与其对应的额定电压的百分比。由于变压器漏感、线圈电阻的存在及副边整流二极管导通压降的影响，输出负载发生变化时，各副边绕组输出电压的比例将不等于绕组的匝比。由于带反馈的输出电压受到反馈调节，基本保证输出不变，但不带反馈的输出电压则会随自身负载和其他输出负载的变动发生变化。本文采用加权反馈、稳压芯片、在主反馈侧加辅助变压器等方法改善交叉调整率。由于12V输出回路的主变压器副边后接辅助变压器产生三路输出，这里需观察不同稳压方法对交叉调整率的影响，所以先不对这三路输出加载，这三路的负载都由12V输出回路承担。5V输出由稳压芯片得到，稳压精度最好，所以对8V输出加载。如表1所示，只对主反馈12V输出回路加载，其他路根据满载比例加载且固定，当主反馈12V输出端所带负载越重，不受控的两路-12V、8V输出的实际输出电压偏离额定电压越多，而-12V由于负载较轻，DCM程度更加严重，输出电压相对偏离较严重。只对辅反馈15V输出回路进行加载，其他路根据满载比例加载且固定，输出电压见表2。可见当辅反馈输出回路15V所带负载越重，仍是不受控-12V输出电压相对偏离较严重，8V输出相对于-12V输出交叉调整率较好。当加载按照满载的比例加载时输出电压见表3，实际输出电压接近于额定电压。

表1 只对主反馈加载时的各路输出电压

表2 只对辅反馈加载时的各路输出电压

表3 按满载比例加载时的各路输出电压

3.2 副边串入漏感的方式改善交叉调整率

文献[1]通过实验验证得出：在副边串入漏感会使得不受控输出路的交叉调整率变好，而串联的漏感可以用绕制的方式调整，即不受控的一路绕制在最外层从而改善交叉调整率。文献[3]也是通过实验说明了每个次级绕组之间应尽可能远离以增加副边的漏感。

由于-12V输出的交叉调整率偏高，所以在-12V输出副边串入Coilcraft公司的感值为0.22μH的空芯电感2222SQ-221JEB(5A，ESR=11mΩ)改善交叉调整率，结果见表4和表5。表4、表5与表1、表2的带载情况相同，对比串入电感前后表明，在-12V输出侧的变压器副边串入电感后交叉调整率得到改善，输出电压飘高幅度减小。图4为变压器副边-12V输出侧串入电感前后的副边电流、开关管集电极-发射极CE两端波形。可见副边串入电感可以减小关断瞬间副边电流上升的过冲，且减缓了副边电流下降的速度，阻碍了输出电压的飘高。

表4 -12V输出串入电感，对主反馈加载时的各路输出电压

表5 -12V输出串入电感，对辅反馈加载时的各路输出电压

图4 变压器副边-12V输出侧串入电感前后的副边电流I副、开关管CE两端波形UCEFig.4 Waveforms for current of -12V output port in transformer secondary side before and after with inductor in series

3.3 辅助变压器的稳压方式

本文提出了在多路输出反激变换器副边加入辅助变压器的稳压方法。如图1中的辅助变压器部分所示，在12V输出主反馈输出回路的主变压器副边加入辅助变压器，图中TL2是主变压器12V输出端口的副边节点，经过二极管D，接入一个辅助变压器T2，共三路输出。SABER仿真波形如图5所示，其中UD为二极管两端的电压，UTL2为主变压器副边的电压,UT2为变压器T2两端的电压。由于变压器励磁电感的存在，当施加正压时励磁电流im上升至变换器进入断续模式，此时原边漏感、激磁电感与开关管结电容谐振，激磁电流近似不变。谐振结束以后，辅助变压器被施加负压时，但由于励磁电流不能突变，所以此时二极管仍然导通，只是与之前导通承受正向导通压降不同，这里承受的是负向导通压降。当励磁电流为0，二极管截止。图6为实验波形。因为12V输出是主反馈所以稳压性能很好，通过辅助变压器的方法很大程度上提高三路输出的稳压性能，三路输出电压稳压精度很高、浮动很小。由于重载时滤波电容冲击电流大，所以该稳压方法只适合于小功率场合。该辅助变压器设计方法与正激变压器相同,即利用伏秒平衡原理。辅助变压器选用EE19磁心,原边39匝，副边12V一路为39匝，-8V、+8V都是26匝。

图5 辅助变压器相关仿真Fig.5 Simulation waveforms for auxiliary transformer

图6 辅助变压器相关波形Fig.6 Waveforms related to auxiliary transformer

4 固定导通时间模式的控制原理

本文基于固定导通时间模式，采用控制芯片NCP1351，采取变频控制[4-6]。在DCM情况下，输出功率为：

式中，Lp为原边激磁感值；Ipeak为原边峰值电流；Fs为开关频率；η为效率。

当输入电压不变时，由于峰值电流通过控制器保持不变，则导通时间不发生变化。负载变化时，控制器通过控制频率来稳压。由于峰值电流恒定，因此导通时间与输入电压成反比。该控制芯片使电路在重载情况下，原边峰值电流恒定，而在轻载下，峰值电流会下降到30%，以提高轻载效率。

由反激DCA模式的峰值电流计算得：

Ipeak=1.388A

该芯片采用负电流检测技术，偏置电阻Roffset=3.7kΩ，采样电阻为0.7Ω，两者对其峰值电流进行限制。不同输入电压和不同带载情况下的导通时间和工作频率如表6所示。

表6 不同输入电压和带载情况下的导通时间和工作频率

5 磁隔离驱动出现启动的问题及解决

由于该反激变换器是在变频状态工作，其启动过程与类似于UC3842、SG3525等恒频工作的机理不同。变换器的工作频率是由控制芯片的FB脚的电流来决定，电流越大，工作频率越低，启动时FB脚电流小于其阈值，则按照最高工作频率工作。若使用如图7所示的磁耦驱动，启动过程是当芯片VCC脚电压达到工作点时，隔直电容电压开始上升，驱动变压器副边的电压则会下降，直到辅助绕组建压成功能够给芯片供电启动过程则结束。此时，变换器工作频率减小到正常值开始工作，占空比下降，电容上的压降下降。稳态时，在开关周期内，电容电压基本不变，可以看作一个电压源。设电容上电压为UC，最大占空比为D，驱动变压器副边匝数与原边匝数的比值为n,则UC=DVcc,驱动变压器副边供给开关管门极-发射极电压UGE高电平幅值为n(1-D)Vcc，此幅值必须满足n(1-D)Vcc>UGEth,其中UGEth为门极-发射极的阈值电压。图8为正常启动的波形。UGE为IGBT的门极-发射极电压，Uic为图7中驱动电阻Rc上的电压，体现流过隔直电容上的电流，UC为电容上的电压，ig为开关管的驱动电流。驱动变压器若匝比选择不当，会导致启动故障，驱动脚在一段时间后成高电平，驱动变压器会进入饱和状态。当驱动变压器匝比小于设计值时，会出现在高压输入下容易启动、低压输入下却不能启动的现象,原因是高压输入时，导通时间短，占空比相对较小，这使得驱动变压器副边的幅值抬高；而在低压输入时，占空比变大，驱动变压器副边的幅值会降低。但在高压启动后将输入电压调低又可以正常工作，原因是启动时的频率是最高工作频率，启动时的占空比大于正常工作时的占空比。驱动变压器选用EE13磁心，原边14匝，两个副边19匝。

图7 磁耦驱动电路图Fig.7 Principle diagram of flux coupling driving circuit

图8 正常启动的过程Fig.8 Sequence of normal start

6 实验结果与分析

实验结果表明，各路输出的稳压精度都达到了要求，交叉调整率通过设计得到了优化。图9(a)和图9(b)分别为200V输入下，轻载和满载时的开关管门极-发射极两端电压UGE和控制芯片峰值电流采样脚的电压UIpeak波形。由于控制芯片采用负电流采样，所以峰值电流波形为负值。可见，轻载时的峰值电流小于重载的峰值电流,很大程度上减小了轻载损耗。

7 结论

图9 轻载和重载时的开关管门极-发射极两端电压UGE和采样电压UIpeak波形Fig.9 Waveforms for voltage of switch and peak current in light load and heavy load

本文基于多路输出反激变换器交叉调整率提出多种稳压方法，对变压器绕制进行优化，对各种稳压方法下交叉调整率的规律进行了分析，尤其对在主反馈加辅助变压器的稳压方法进行了介绍。采用NCP1351实现固定导通时间模式的多路输出反激，在轻载时减小峰值电流，从而减小了损耗。实验结果表明多路输出各路稳压性能较好，开关频率能够随着负载变化而变化。本文还对固定导通时间模式下出现磁耦驱动的启动问题进行了分析与解决。

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(，cont.onp.40)(，cont.fromp.21)

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Development of multi-channel output DC/DC power source on fixed on-time mode

WANG Ze-jing， XU Yi， GONG Chun-ying

(Jiangsu Key Laboratory of New Energy Generation and Power Conversion，Nanjing University of Aeronautics & Astronautics， Nanjing 210016， China)

For the cross-regulation problem in multiple-output flyback converters, this paper presents several ways to improve the multi-channel output voltage accuracy. Based on the control method of fixed on-time mode, this paper analyzes its principle and presents a wide input voltage range (200～900V) multiple-output dual switch flyback, and the load is 50W, and output voltage has seven terminals. The problems encountered in the process of the development were described and analyzed, and several solutions are given.

multi-channel output; fixed on-time mode; dual switch flyback

2014-11-22

王泽景(1989-)， 男， 江苏籍， 硕士研究生，主要研究方向为电力电子技术； 徐 怡(1989-)， 女， 浙江籍， 硕士研究生， 主要研究方向为电力电子技术。

TM46

A

1003-3076(2016)03-0017-05