双反激式微逆变器系统的控制策略与设计

刘正平，李伟凯，程帅鹏

（华东交通大学机电工程学院，江西 南昌 330013）

0 引 言

太阳能光伏发电是新能源产业中的主流发展方向之一。组串式光伏发电通过电池板串并联方式，可以有效提高转换效率，适合日照条件好的电站系统。但外界环境影响下，光伏阵列会因为电池板表面的光照强度变化发生故障，导致转换效率降低。为了使光电转换效率最大化，应当使光伏电池在有外界影响的环境下工作在最大功率点的位置[1]。并网微逆变系统不同于集中式和组串式系统的架构，微逆变系统为每个光伏组件配置了在最大功率点位置工作的逆变器，直接将单个光伏组件输出的直流电逆变成交流电再接入电网。这种方式提高了光伏系统的发电量以及发电效率，克服了单个光伏阵列无法进行最大功率点跟踪的弊端，并且微逆变器的模块化设计使得系统的应用场合更加多元化，系统的扩展应用更加方便。

文献[2-4]探索了多种微逆变器控制电路结构，其中反激式拓扑结构可以实现初次级电气隔离，且电路结构简单、电压调节范围宽。本文研究的双反激有源钳位微逆变器，可以有效减小开关管关断时产生的电压尖峰。引入数字控制逆变器的钳位电路，可以吸收漏感磁能并且使主开关零电压开通，降低开关损耗。

1 双反激式微逆变器系统控制原理

图1为双反激型并网微逆变器控制原理图，输入为光伏组件。该系统包括双路反激逆变器、有源钳位电路、可控硅全桥逆变电路和网侧LC高频滤波电路。本系统中双路反激变换器采用输入输出并联，双路主开关管工作相位相差180°的交错导通模式。有源钳位电路可实现高频斩波，消除漏感磁能。可控硅全桥逆变电路将初级馒头波电流转换为正弦波电流，最后通过高频滤波产生的电流与市电网同步。

图1 双路反激式有源钳位变换器控制结构

控制系统的工作原理：

在一个高频开关周期内，主开关管闭合，辅助开关管关断时，输出二极管截止，原边电流线性增大，变压器初级线圈充能。当主开关管关断，辅助开关管闭合时，钳位电路吸收漏感磁能，抑制尖峰电压。次级二极管导通给输出电容充电，副边释放能量。

并网接入200V，直流端输入35V时，0.5A入网电流下的单路和两路并联交错反激变换器的输出波形对比如图2所示。图2（a）中单路反激的谐波失真为6.7%，图2（b）双路交错反激谐波失真为4.5%。经验证，在相同输出条件下，双路交错反激变换器的高频纹波小，入网电流质量更高。

图2 双路反激和单路反激的同相电压电流波形

2 有源钳位逆变器的控制策略分析

有源钳位电路本质上是一种无损耗缓冲器，钳位电容可以消除漏感尖峰并存储漏感能量。正确控制主开关和辅助开关的占空比可以降低开关损耗[5-7]。以单管反激变化器为例，分析有源钳位逆变器的工作原理，图3为单管钳位控制器的拓扑结构。Sm是主功率开关管，Sa为辅助开关管，Lr是变压器原边漏感，Lm为变压器初级激励电感，Cc是钳位电容。图4为系统的工作状态图。

双路钳位电路控制原理如下所述：

1）模态 1[t0，t1]。在 Sm闭合时 Sa关断，Vin直接接入变压器初级，原边电流线性增加，Lr和Lm存储能量。

图3 单管钳位反激逆变电路

图4 系统的工作状态图

2）模态 2[t1，t2]。 在t1时刻 Sm关断，Lr和 Cr谐振，t2时刻主功率开关管电压线性上升至Vin+Vc。

3）模态 3[t2，t3]。Sa上并联的二极管导通。由于 Cc远大于 Cr、Lm、Cc谐振，Cc开始充电，消除尖峰电压。Ic从峰值处下降，初级线圈原边电压也开始线性下降。

4）模态 4[t3，t4]。t3时刻 DR导通，变压器原边电压被钳位在-NV0，Lr和Cc继续谐振，Ic继续下降。

5）模态5[t4，t5]。t4时刻变压器初级线圈电压反向钳位，Cc开始释放能量。变压器反向励磁，Ic电流反向，在Ic反向之前开通Sa可实现零电压开通，ILr受Lr的影响呈现正弦规律变化。直至ILr减小到零，副边DR实现零电流关断。

6）模态 6[t5，t6]。t5时刻 Sa关断，Lr和 Lm与 Cr进行谐振。Cr因为反向励磁开始释放能量，t6时刻Cr放完电。

7）模态 7[t6，t7]。Sm的体二极管优先导通，Sm在励磁电流回零之前闭合，实现零电压开通，完成一个控制周期。

3 系统参数设计

当光伏电池受外界环境的影响时，接入逆变器的输入电压会在一定的范围内变化，反激逆变器需要将波动范围内的光伏输入电压逆变为整流的高电压。为了将正弦电流馈送到电网，整流输出的瞬时电压应该大于电网的瞬时电压[8]。

3.1 反激变压器设计

反激变压器实际是一种动态电路元件，兼具存储能量、改变电压、传递能量的作用。铁氧体材料有频率响应高、阻抗高、响应频率范围宽、转换损耗低的特点[9-10]。变压器设计材料采用铁氧体，设计的基础方法是面积乘积法，设计要求是能将最小输入电压提升至电网峰值电压。样机的具体参数如下：光伏电压输入范围25～45 V、整流输出的电压范围140～240 V/50 Hz、最大输出功率210 W、开关频率172kHz。变压器的磁芯设计应考虑到材料的频率、最大磁通密度、磁芯损耗。相关材料因数如表1所示。

磁芯损耗密度通常选择为250 mW/cm3，因为磁通密度接近饱和时，磁芯在此频率下会产生过大的温升，所以计算出的最大磁通密度必须限制在饱和密度的一半。最大磁通密度的计算方法如下式所示：

其中Pl=a·fc·，Pl使用的参考因数见表 1。

采用面积乘积法计算得到磁芯的正确尺寸，该方法由磁链公式推导得出，表示磁芯的功率处理能力，如下式所示：

表1 磁芯材料的损耗因数

式中：J——绕组电流密度的估计值，约为400A/cm2；

Pomax——最大输出功率，为190W；

ΔB——Bmax磁芯激励。

选定磁芯的面积乘积必须大于计算值，使用下式可计算变压器初级线圈匝数：

市电峰值电压是370V，逆变器输入最小电压为25V。以最大占空比为60%的PWM工作模式。反激转换器的输入电压与输出电压之间的关系由下式表达：

式中：Vrectified——逆变器输出电压，取最大值370V；

Vinmin——最小输出电压，取25V；

N——变压器匝数比；

Dutymax——最大占空比，取0.6。

可解的匝数比N=11，次级匝数Ns=Np·N=5×11=55。

3.2 钳位电容设计

根据钳位电路控制原理，要满足主开关管的零电压开通，Lr的储能应大于Cr储存的能量。一般把钳位电容上的电压脉动控制在5%～10%，这时钳位电容上的电压变化范围小，可以当作恒定值。根据下式计算钳位电容大小：

式中：ILk——在满载条件下最大占空比处的电流峰值；

Ta——辅助开关管闭合时间间断值。

漏感和钳位电容的谐振周期应该要远大于辅助开关管闭合时间，一般至少大5倍，所以可得下式：

钳位电容采用4.7nF，用铁氧体磁芯绕制的线圈参数为Lp=23μH，线圈漏感为0.7μH。主开关管闭合前死区时间设置1.25μs，辅助开关管导通前的死区时间为800ns，图5显示有源钳位电路仿真波形，实现了开关管零电压开通。

3.3 逆变器开关管设计

MOSFET相对于IGBT，在轻载时有更低的导通降压以及良好的动态特性。开关管选用MOSFET，必须参考MOSFET的4个主要因素：最大击穿电压、连续电流、峰值电流、封装热性能[11]。

1）最大击穿电压Vds。最大击穿电压可由下式表达：

式中：Vds——MOSFET漏源极的电压差值；

Vin=45V——输入电压；

Vreflected=370/11=34 V——变压器原边输出的反射电压；

Vleakage——变压器初级漏感峰值电压。

在满负荷状态下峰值为40V，所以Vds=119V。

2）连续电流。反激变换器开关管通过正弦脉宽调制控制占空比，其电流呈现相应的规律变化。在输入电流取最小值时，其最大输入电流平均值=9A，输入电流的最大值为9/Dutymax=14.5A。

图5 双反激式变换器软开关电路仿真波形

4）封装热性能。应选用低导通电阻的MOSFET，同时选取的MOSFET要满足开关管的开关频率，栅极处的电荷总量应该低于120nC。

基于以上4个因素，选定漏源极最大压降为150 V，栅极电荷总量最大值110 nC，最大导通电流为83A的 IRFS4321。

3.4 SCR全桥逆变电路设计与损耗分析

输入电压/电流经全桥逆变电路整流后逆变为正弦规律变化的电压/电流。SCR中并入的最大电网电压为370V。全桥电路中使用的驱动管是MOC3052，晶闸管是S8016N，其正向额定电流为16 A，反向阻断电压为800V。

SCR 中晶闸管 T1～T4频率工作范围 45～55kHz，且开关电路工作模式为零电压开通，零电流关断，所以开关损耗不计入，只有导通损耗。满载时T1～T4的总体最大损耗约为3.02W，驱动管MOC3052最大损耗约为0.37W，导通损耗约为0.15W。所以SCR全桥电路在满载时总体功率损耗为3.64W。

图6 双反激式系统开关电路实验波形图

4 结束语

为验证上述双路交错反激式系统控制的方案，设计了基于DSP2812控制的210W微逆变器样机。图6为双反激软开关电路实验波形图。图中Vds表示Sm的漏源电压，Vgs表示 Sm驱动电压，由图 6（b）可知在Vgs驱动Sm开通时，Vds趋近于零，Sm满足零电压开通。在Vgs控制Sm关断时，Vds上升较慢，可基本满足零电压关断。

图7 双路反激式系统并网发电实验波形对比

图7为光伏输入45V时，双路交错并联反激型微逆变器的稳态工作波形。由图中可知双路交错式反激变换器输出的电流/电压和电网电流/电压同频，满足正弦规律变化，实现了并网发电的功能。

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