反激式光伏并网微逆变器不同工作模式的研究

周茜茜，汪海宁，戴云霞，张震

（合肥工业大学教育部光伏系统工程研究中心能源研究所，安徽合肥230009）

1 引言

逆变器作为太阳能发电系统的核心器件，在光伏技术的开发和利用中有着至关重要的作用。传统集中式逆变器是将多个光伏模块串、并联后，再与逆变器连接，存在着失配损耗、抗阴影能力差、无法灵活扩展等问题，而光伏并网微逆变器是基于每个光伏模块的逆变器，从安全性、经济性以及小型化方面考虑都有独特的优点，是未来逆变器的发展趋势之一［1-2］。

文献［1-3］列出了许多可行的微型逆变器拓扑，其中反激式拓扑因结构简单、具有电气隔离、电压调节范围宽等优点而受到广泛研究。反激式拓扑有3 种工作模式：断续导通模式（DCM）、临界导通模式（BCM）、连续导通模式（CCM）。相对于DCM和CCM来说，BCM的开关频率不是固定的，增加了滤波电路、主开关管等参数设计难度，故BCM在反激式逆变器中很少使用［4］。而DCM 和CCM 各具特色，目前已有不少文章对这两种模式的控制及改进方法进行研究［5-8］，但很少有文章对这两种模式进行全面的比较。本文将在分析DCM和CCM基本工作原理的基础上，从逆变器的控制策略、电路参数设计等方面对其展开分析和比较，并借助Matlab 仿真软件进行验证，为根据设计要求合理选择逆变器的工作模式提供理论依据。

2 基本原理

反激式光伏并网微逆变器主电路拓扑如图1 所示。该电路初级是一个高频开关管，进行输出电流正弦调制；中间的高频变压器T 兼有电气隔离、调整电压变比和储能的作用，其匝比为1∶n；次级是一个全桥逆变电路，工作在工频极性转换状态，将前级输出的电流进行极性翻转，经输出滤波后，将其转换为平滑的正弦波并注入电网。

图1 反激式光伏并网微逆变器拓扑Fig.1 Flyback topology of PV micro-inverter

为了更好地分析反激式逆变器在DCM 和CCM 模式下的工作原理，先假设：1）主开关的开关频率fs远大于电网频率，在一个开关周期内电网电压ug恒定；2）解耦电容Cdc足够大，光伏组件输出电压Upv在整个工频周期内恒定；3）忽略每个开关周期内的能量损耗。

由于次级S1，S4与S2，S3互补导通，在工频正负半周内反激输出电压、电流关系相同，因此可以工频正半周为例，介绍反激式逆变器在两种模式下的工作过程。图2 示出DCM 和CCM 初、次级电流波形。

图2 DCM和CCM下初、次级电流波形Fig.2 Primary and secondary current waveforms in DCM and CCM

2.1 DCM工作模态

1）模态［t1，t2］。主开关管Q1导通，T 的初级电感电流线性上升，其峰值电流由导通时间（占空比）决定，由此可得占空比为

式中：Lp为变压器原边电感；Ip为初级电流峰值。

在一个开关周期内，忽略逆变器传输的能量损失，可得：

式中：Urms，Irms分别为电网电压和电流的有效值；Ipri为一个开关周期内变压器初级平均电流：

而由工频周期内功率平衡可得：

由式（2），式（3），式（4）可得DCM 模式下占空比为

2）模态［t2，t3］。当Q1关断时，D1导通。T的次级电流线性减少到零，变压器中能量经次级释放到电网。

3）模态［t3，t4］。当次级电流降为零后，进入DCM。Cf向电网供电，直到Q1再次导通，进入下一开关周期。

2.2 CCM工作模态

1）模态［t1，t2］。主开关管Q1导通，T的初级电感电流由一个非零的值开始线性上升。由伏秒平衡原理可得CCM下的占空比为

2）模态［t2，t3］。主开关管Q1关断，变压器中的能量经过次级释放到电网直到t3时刻Q1再次导通。

3 控制策略

3.1 反激式逆变器工作于DCM的控制策略

当反激式逆变器工作在DCM 模式下时，由式（2），式（3），式（5）得系统的传递函数为

由式（5），式（7）可见，当反激式逆变器工作在DCM模式时，最大功率点跟踪（MPPT）引起的Upv，Ipv的变化能直接反映到占空比的变化，同时占空比与初级电流成线性关系。因此，控制策略较为简单，无需电流反馈的开环控制就能满足要求。本文采用电流峰值控制，控制框图如图3所示。

图3 DCM控制框图Fig.3 Control block diagram for DCM operation

MPPT环节给出的电压基准与光伏模块的输入电压进行PI调节，用以稳定PV输入电压，同时得到电流幅值参考信号，用以控制进网电流的大小，从而保证光伏电池能够向电网输送最大功率。由电流幅值参考信号与锁相环得到的单位正弦半波相乘可得到初级电流的参考信号，再与初级电流相比较，得到主开关管的驱动信号。次级开关管驱动信号直接由电网采样信号经过零比较器得到。

3.2 反激式逆变器工作于CCM的控制策略

当反激式逆变器工作在CCM 模式下时，系统的传递函数在S 平面的右半平面有一个零点，占空比与输出电压及电流呈非线性关系，因此需要对整个系统进行闭环电流控制，增加了控制系统设计的难度。通过对反激式拓扑数学建模，可得CCM 模式下占空比与电流之间的关系式：

其中，第1 项为电流闭环控制，用于动态跟踪电流参考信号；第2 项为占空比前馈补偿，用以提供系统稳态时的占空比，同时还能消除输入、输出电压波动引起的干扰。控制框图如图4所示。

在CCM 下，逆变器采用平均电流控制策略。电流参考信号的产生、全桥开关管的控制均与DCM 模式一致，唯一不同的是通过电流闭环控制以及占空比前馈控制得到主开关管的开关信号。

图4 CCM控制框图Fig.4 Control block diagram for CCM operation

3.3 控制策略对比分析

通过上述分析可知，反激式逆变器工作于DCM 模式采用的是开环控制，只需控制初级电流的包络线严格按照正弦参考电流进行调制，就能得到高质量的并网电流，控制较为简单；而工作于CCM 模式采用的是闭环控制，需要选择合适的PI参数才能达到系统所需的稳定裕度、增益和带宽，系统设计较为复杂，同时全桥输出电流在跟踪电流参考信号时存在偏差，会影响并网电流的质量。

在动态抗扰性能方面，DCM 模式的控制中无并网电压、电流反馈，无法抑制并网电压、电流的扰动，但能通过最大功率点跟踪调节光伏电池输出电压、电流的波动；而CCM模式由于采用了电流闭环控制以及占空比前馈补偿，光伏电池板输出电压、电流，并网电压、电流的波动能够得到比较及时的调节，具有更好的动态响应性能和抗干扰能力。

4 主电路关键参数设计

4.1 反激式变压器原边电感设计

由式（5）、式（6）可得DCM 模式、CCM 模式的最大占空比分别为

由式（9）、式（10）可得逆变器工作的临界电感值：

当L ＜Lpc时，逆变器工作在DCM 模式下；当L ＜Lpc时，逆变器则工作在CCM模式下。

4.2 器件应力计算与比较

4.2.1 开关管Q1的电压电流应力

当开关管Q1关断时，其上电压应力为输入电压和副边电压映射到原边的电压之和，则有：

对于Q1上的电流应力，在DCM模式下，由式（1），式（5）可得：

在CCM模式下，为了方便分析，假设变压器原边等效电流IL，则1个开关周期内，原边平均电流和输出平均电流可表示为

由此可得

即CCM下开关管Q1的电流应力为

4.2.2 副边二极管D1的电压电流应力

当原边开关管Q1导通时，D1承受最大反向压降，其上电压应力为

由变压器原副边电流关系可得D1上的电流应力为

4.2.3 全桥S1～S4的电压电流应力

全桥S1～S4的电压应力为网侧电压峰值，即：

而电流应力与二极管D1上一致。

4.2.4 应力比较

经过上述分析得到了逆变器分别工作在DCM 和CCM 下各功率器件的电压电流应力表达式。由式（12）、式（15）、式（17）可知，在输入输出一定的情况下，器件电压应力只与匝比n有关，而与逆变器的工作模式无关。对于器件的电流应力，由式（13）、式（14）、式（16）可知在输入输出相同的情况下，CCM 模式比DCM 模式电流应力小，损耗小，因而具有更高的效率。

4.3 输出滤波网络设计

在满载的情况下，电路的阻值取决于下式：

由此可得滤波电感的最大值为

而CL滤波网络的截止频率又可以表示为

由上式可得滤波电容的最小值为

考虑电容的裕量及系统的功率因数，确定滤波电容的取值，再代入式（18）即可得到滤波电感值。

5 仿真结果与分析

为了验证上述分析的可靠性，分别设计了工作在DCM 和CCM 模式的220 W 反激式逆变器，具体参数如表1 所示，并通过Matlab 仿真软件对这2种模式进行建模仿真。

表1 220 W反激逆变器DCM和CCM模式参数设计Tab.1 Design of 220 W flyback inverters in DCM and CCM

DCM 和CCM 模式若干开关周期内的初、次级电流波形如图5所示。由图5可见，在1个开关周期内，2种模式的初、次级电流波形与第2节的基本原理分析完全一致。同时，DCM 模式的初级电流应力近似为CCM模式的初级电流应力的2.5倍，与表1中参数设计一致。

图5 初、次级电流波形Fig.5 Primary and secondary side current waveforms

DCM和CCM模式1个电网周期内的初级电流和并网电压、电流的仿真波形如图6 所示。由图6 可见，2 种模式下并网电流和电网电压同频同相，实现了功率因数接近1的并网。

图6 初级电流和并网电压电流波形Fig.6 Waveforms of primary current and grid voltage and current

对并网电流ig进行频谱分析可得，在额定功率下，DCM模式并网电流THD为2.21%，CCM模式并网电流THD 为3.45%，均符合IEC61727（光伏系统供电机构接口要求）标准。同时，DCM模式的并网电流质量高于CCM 模式，与理论分析相符。

6 结论

本文在分析DCM 和CCM 模式基本工作原理的基础上，从控制策略、电路参数设计等诸多方面对这两种模式进行设计和比较。结果表明：在相同的功率等级下，反激式微逆变器工作在CCM模式下具有较小的电流应力，功率器件选型成本低，损耗小，但须采用闭环控制，控制策略较为复杂，同时变压器体积较大从而加大了逆变器体积；而微逆变器工作在DCM 模式下控制策略设计简单，并网电流质量高，变压器体积较小，但由于采用开环控制，动态响应性能和抗干扰能力较差。因此，对于反激式光伏并网微逆变器工作模式的选择，需要综合考虑各种因素，折中选择较为合适的工作模式。

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