甚低频MSK 灵敏解调器的设计与实现

严亚龙，董颖辉，张 静

(海军工程大学电子工程学院，武汉 430033)

在甚低频通信系统中，由于其信号传输速率主要受制于天线的频带宽度［1］，故需采用优越的调谐方法以展宽甚低频发射天线的频带宽度。目前，美国、澳大利亚等发达国家均在发射天线前端采用动态调谐技术［2］，首先简要介绍发射天线采用的MSK 信号源的使用原因和基本原理［3］:甚低频信道的特点决定了甚低频通信所采用的调制方式应满足以下要求:对信噪比的要求尽量低;功率利用率尽量高;频带利用率尽量高;发送端采用相位连续变化的调制方式;信道包络恒定。

1 MSK

MSK(最小频移键控)是一种包络恒定、相位连续的FSK，这种调制方式信号带宽利用率较高，适合于甚低频通信［4］。

MSK 信号表示式为［5］

式(1)中，fc为载波频率;Ts为码元宽度;ak为第k 个码元的相位常数。当ak= +1 时，信号频率为f1=fc+1/4Ts，当ak=-1 时，信号频率为f2=fc-1/4Ts。

2 动态调谐模型的建立

动态调谐原理模型如图1 所示。在固定调谐电路的基础上添加一个单刀单掷开关K，开关K 通过MSK 信号码流对天线调谐系统进行实时控制，ak= +1 时，开关K 闭合，电路谐振于f1，ak= -1 时，开关K 断开，电路谐振于f2。即通过开关K 控制L2以MSK 基带信号切换的频率进出由L1、L2组成的电感耦合网络，使f1、f2两路信号始终处于谐振状态，从而实现了发射天线电路的谐振频率动态地跟随发射机激励频率的改变而改变，充分利用了天线带宽，减小了系统功率损失，提高了信息传输速率。

图1 天线动态调谐系统电路

图1中的开关K 是由MSK 对应的基带信号控制的，在进行动态调谐之前，需先通过MSK 信号解调出其对应的基带信号。本文利用LM565 集成锁相环芯片及峰值保持电路实现了对MSK 信号的灵敏解调。

3 LM565 芯片解调原理

3.1 LM565 芯片介绍［6-7］

LM565 是通用型集成锁相环，包括一个用于低失真FM解调的稳态高线性电压控制振荡器和具有良好载波抑制功能的双平衡相位检测器

简要介绍LM565 中锁相环的工作原理:锁相环实现一个相位跟踪的功能，它主要由3 个部分组成:鉴相器(PD)、环路滤波器(LF)和压控振荡器(VCO)。由压控振荡器给出一个信号，这个信号的一部分作为输出，另一部分通过分频与相位同步回路的IC 所产生的本振信号进行相位比较，为了保持频率不变，就要要求相位差不发生改变，若相位差改变，则相位同步回路IC 的电压输出端的电压变化，以此来控制压控振荡器，直到相位差恢复原值，从而达到锁频的目的。

3.2 锁相环的捕捉锁定过程［8］

当输入信号的频率与压控振荡器的频率不相等时，在LM565 的鉴相器(PD)中会产生差拍波形，此波形又会馈入锁相环路去调制压控振荡器。当压控振荡器频率接近输入波形频率时，差拍频率降低，此时差拍波形的底部和顶部会越来越平。当压控振荡器的频率远离输入频率时，差频增加，差拍波形变尖。这种不对称波形中的直流分量会使压控振荡器的频率不断接近输入频率，直至环路锁定。环路输入信号至环路到达锁定状态的所需时间称为捕捉时间。

4 传统解调电路设计分析

4.1 解调电路信号源的选取

所选信号源为Tektronix 公司所生产的AFG3021B 函数信号发生器，它可发出1 μHz ～25 MHz 的正弦波及各类型调制波形，可实现FSK 速率可调，FSK 两路信号频率可调，波形幅度可调等功能［9］，且有波形输出口和控制电平输出口，只要按照MSK 所要求的频率关系来选择适当的频率控制字，就可以用实现FSK 同样的方法来获得MSK 信号。

4.2 传统解调电路的设计

首先在LM565 芯片的基础上添加外围电路实现MSK 信号的初步解调，在进行初步解调电路的设计时，鉴相器工作在鉴频状态，输入的MSK 调制信号在鉴相器中进行变换，变换后的波形会包含反映瞬时频率变化的平均分量，而后LM565 的低通滤波器对信号的平均分量进行滤波，输出即为所得的MSK 解调信号。解调电路的基本框图如图2 所示。

图2 MSK 解调器基本框图

图2中，电位器W1，电阻R1、R2组成的电阻网络确定VCO 的控制电压uc(t)，电容C0，电位器W2组成的定时电路确定VCO 的固有振荡频率ωv

式(2)中:R0为外接定时电阻(Ω);C0为外接定时电容(F)。一般取C0=0.02 μf，7、8 脚之间的电容C1为反馈电容，通常取0.001 μf 至0.01 μf，由C2组成的环路滤波器应保证鉴相器输出(7 脚)信号中的所有频率分量均能顺利通过，其闭环响应的自然频宽为

式(3)中:RA=3.6 kΩ(锁相环内部电阻)，C1为外接滤波电容。对应的阻尼因子为

6 脚接电阻提供参考比较电压。R3、R4、R5与C3、C4、C5组成输出低通滤波器可取出7 脚输出信号的平均分量。在低通滤波器后接一电压比较器，将解调电压与LM565 的6 脚输出电压进行比较，达到输出的解调电压与TTL 电平兼容的目的［10］，确定电压比较器的型号为LM339。

4.3 解调电路元件参数计算

通常在甚低频通信中，调制信号一般为中心频率为20 kHz 的MSK 信号，频偏要求控制在400 Hz 以内。故取在MSK 中心频率20 kHz 的条件下计算元件参数。

R1、R2为平衡电阻，通常，500 Ω ＜R1=R2＜2 kΩ，此处取R1=R2=1 kΩ，W1=100 kΩ。

上文已指出，取:C0=0.02 μf，C1=0.001μf。

W2作为调整VCO 固有振荡频率的电位器取W2=5 kΩ。调整W2使压控振荡器谐振于20 kHz 的中心频率上。

拟取C2=0.000 1 μf，由式(3)得:

fn＞2f0=40 000(Hz)，满足电路要求。

对于由3 个电阻和3 个电感组成的低通滤波器，由二阶三型低通滤波器的计算得

取C=0.02 μf，求得:R=R3=R4=R5=825 Ω，R6=R3+R4+R5=2 475 Ω。这里，可取R=820 Ω，R6=2.5 kΩ。

由文献［11］得，压控振荡器的频率若要得到有效地控制，需将由信号源发出的MSK 输入信号电压设定为10 mV ＜V2＜100 mV，初步计划将V2调至50 mV，2 脚的最小电压:

细调W1，使V2=50 mV。

4.4 解调结果分析

电路搭建完毕后，通过±5 V 开关电源供电，首先微调W1，用万用表测量LM565 的2 脚电压，直至达到50 mV 左右，其次调整W2，当W2取值合适时，压控振荡器谐振于20 kHz的中心频率上，解调效果最佳。

MSK 中心频率为20 kHz，频偏分别为1 kHz，400 Hz，100 Hz的示波器输出图如图3、图4、图5，上半部分TTL 为经过电路解调MSK 对应基带信号，下半部分TTL 为信号源输出基带信号。

从图3、图4、图5 得:当MSK 频偏在1 kHz 时，解调后TTL 基本对应原始基带信号，MSK 能被完整地解调出来。当MSK 频偏为400 Hz 时，解调后TTL 中出现突变成份，说明此时锁相环对频率跃变信号的跟踪性能下降，不能达到锁定状态，且频偏越小，解调效果越差。当MSK 频偏为100 Hz 时，MSK 已基本不能被解调。为解决此问题，作以下讨论。

图3 1 kHz 频偏MSK 解调效果

图4 400 Hz 频偏MSK 解调效果

图5 100 Hz 频偏MSK 解调效果

分析表明，锁相环实际是一个误差控制系统，锁相环相位误差传递函数框图如图6［12］。

图6 锁相环传递函数框图

在进行相位差计算时，鉴相器可等效为一个比例放大环节，压控振荡器可等效为积分环节。故对于锁相环的低通滤波器部分，经计算该滤波器的传函可表示为

进而，由图6 得，该锁相环的相位传函为

则锁相环的相位误差传递函数为

以最简单的一阶环路滤波器为例，令

由式(10)得，锁相环的动态性能可等效为一个三阶控制系统，故响应时间、超调、误差等特征必然存在，且锁相环内部的滤波环节对其动态特性也会有影响。故对于频率瞬变且瞬变幅度较小的信号，锁相环可能难以实现准确锁相。

进一步分析MSK 频偏较小时解调效果较差的原因，在式(4)中，令ω1(t)=ωv+Δω·u(t)，其中u(t)为阶跃函数，Δω 为频率跃变幅度。因Δω 的积分是θ1(t)，满足θ1(t)=故有:

虽然由式(12)得出系统最终相位误差为零。实际上系统相位误差与公式中的参数也密切相关。在环路系统为高增益时:时，相位误差为零;在环路系统为低增益时:相位误差将不再为零［13］。故从理论上得出在系统增益较低时，即MSK 频偏较小时，解调效果将会变差。

从实际输出图像证明上结论，取图3 中a 点为测量点，a点测得为VCO 控制电压，将a 点接至示波器，将输出波形与LM339 的MSK 解调后波形比较。由于需观察输出波形的直交流分量合成图像，故将示波器的两输入通道设定为AC 模式。分别观察MSK 频偏为1 kHz，400 Hz，100 Hz 的输出对比图，如图7、图8、图9 所示。

图7 1 kHz 频偏对比图

图8 400 Hz 频偏对比图

图9 100 Hz 频偏对比图

以上3 幅图像数据中，幅值较小的图像为VCO 控制电压输出波形，TTL 为解调后输出基带信号。在MSK 频偏为1 kHz 时，MSK 两路信号的相位能够明显地被区分出来，且相位差保持一个定值，锁相环可以达到一个锁定状态，解调后的TTL 效果较好。频偏为400 Hz 时，两路信号的相位差变小，压控振荡器产生漂移，锁相环的相位跟踪性能下降，解调后TTL 出现突变毛刺。频偏为100 Hz 时，两路信号的相位差基本为零，锁相环已不能达到锁定状态，解调出TTL 效果较差。

4.2 节已提到，甚低频通信系统要求MSK 频偏在400 Hz内被完整解调，故采用本节设计的电路并不能在通信要求范围内有效控制动态调谐开关。本文拟对原始解调电路添加直流再生部分，使峰值电压始终保持在一定值上，验证优化后解调电路的解调效果。

5 优化后解调电路的设计与搭建

对于频偏较小的信号，由于解调输出信号小，压控振荡器的漂移将会造成比较器工作点的漂移而产生误差［14］。优化后电路为克服上述缺点，在电路上加有直流再生部分，使信号峰值保持在一定值上，旨在克服压控振荡器的漂移现象，电路原理图如图10 所示。

图10 灵敏MSK 解调器

图10 中，LM565 和比较器LM311 构成的解调电路和一般的频率解调电路基本上是相同的。所不同的是，该电路中A2的3 脚输入信号不是从LM565 的6 脚取出，而是从峰值保持电路A1取出。在调频输入信号的间隔内，A1的输出为低电平，于是保持电容C6通过A1的低输出阻抗放电，并保持信号峰值。采用这种直流再生的办法，尽管压控振荡器存在漂移，但峰值保持电路的输出可以跟踪，因此，比较器可以正常工作。此电路从理论上来说可实现灵敏解调。进一步从实验数据证实上文理论，按图10 搭建电路，调试W2，在示波器上分别观察MSK 频偏为400 Hz、200 Hz、100 Hz 时的输出对比图，如图11、图12、图13 所示。

图11 400 Hz 频偏解调结果对比图

图12 200 Hz 频偏解调结果对比图

图13 100 Hz 频偏解调结果对比图

以上3 幅图中，幅值较大的TTL 为MSK 经解调后输出的基带信号，幅值稍小图像为LM565 的VCO 控制电压输出信号，幅值最小图像为VCO 控制电压经过滤波后信号，MSK频偏400 Hz 时，解调效果较好，MSK 频偏缩小为200 Hz 时，解调效果依然很好，当MSK 频偏为100 Hz 时，解调图线出现毛刺突变。通过图7、8、19 与图11、12、13 的对比，得出优化后的解调电路解调灵敏度明显好于传统解调电路，解调灵敏度(MSK 频偏)提高了约300 Hz，解调出控制动态调谐开关的基带信号符合甚低频通信系统的要求。

6 结束语

对于甚低频发射天线而言，在动态调谐时，电路中的电感量要被精准的控制变化必须有可靠灵敏的解调电路提供控制信号，故对MSK 解调器解调灵敏度的进一步优化是十分必要的。

在传统锁相环解调电路的基础上，添加峰值保持电路，使解调器在解调频偏较小的MSK 信号时，峰值保持电路的输出能够始终跟踪压控振荡器的漂移，进一步通过电压比较器得到效果良好的解调信号。试验表明:优化后的MSK 解调器将解调灵敏度提高了约300 Hz，解调出的MSK 基带信号符合甚低频发射天线动态调谐所需控制信号的要求。

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