硅探测器信号电荷分配技术的研究

张云龙，王焕玉，吴 峰，崔兴柱，张 飞，梁晓华，彭文溪，刘雅清，董亦凡，郭东亚，樊瑞睿，高 旻，赵小芸，蒋文奇，龚 轲，吴 帝，周大卫，禹金标

（1.吉林大学物理学院，吉林长春 130012；2.中国科学院高能物理研究所粒子天体物理重点实验室，北京 100049）

硅探测器信号电荷分配技术的研究

张云龙1，2，王焕玉2，吴 峰2，崔兴柱2，张 飞2，梁晓华2，彭文溪2，刘雅清2，董亦凡2，郭东亚2，樊瑞睿2，高 旻2，赵小芸2，蒋文奇2，龚 轲2，吴 帝2，周大卫2，禹金标2

（1.吉林大学物理学院，吉林长春 130012；2.中国科学院高能物理研究所粒子天体物理重点实验室，北京 100049）

大规模阵列Si-PIN探测器和DSSD探测器与Front-end ASIC耦合时的动态范围匹配是亟待解决的问题。本文基于硅探测器信号的产生与特性，设计了3种解决探测器与前端电子学动态范围匹配问题的耦合方法，并结合理论模型与实验结果的对比分析，验证了3种方法的可行性。

硅探测器；前端电子学；耦合；ASIC

在目前的空间探测中，高能粒子探测越来越多地采用阵列型的Si-PIN或DSSD硅探测器［1］。硅探测器的前端电子学大多会采用ASIC搭建，如中国暗物质粒子探测卫星的硅探测器分系统和中国电磁监测试验卫星高能粒子探测器的望远镜系统。由于Front-end ASIC的可选择型号有限，动态范围基本不可调，因此，硅探测器与Front-end ASIC的耦合技术研究是必要的。本文基于硅探测器信号的产生与特性，设计3种解决探测器与前端电子学动态范围匹配问题的耦合方法，并结合理论模型与实验结果对比分析，验证3种方法的可行性。

1 硅探测器信号特性与测量流程

1.1 硅探测器平均电离能

在半导体探测器中，沿入射带电粒子的入射轨迹会产生很多电子-空穴对，其产生的过程可是原初的也可是次级的。如带电粒子可能会产生高能电子，高能电子再产生电子-空穴对，如图1所示。硅半导体探测器的入射带电离子产生1对电子-空穴对所耗费的平均能量，称为平均电离能［2］。大量实验证明，平均电离能对同样类型的粒子是额定的，不会因其能量大小而改变。粒子入射硅探测器所产生的电荷量Qs为：

其中：E为入射粒子在硅探测器中的沉积能量；Ei为入射粒子在硅半导体中的平均电离能；e为电子电量。

图1 PN型硅探测器工作原理Fig.1 Operating principle of PN detector

1.2 硅探测器信号测量流程

硅探测器本身产生的信号微弱，且存在时间短（ns量级），因此采用电荷灵敏放大器作为前置放大电路。信号经电荷灵敏放大器放大后，还需经电子学系统的处理后才能从中分析出入射粒子的信息，其一般处理流程如图2所示［3］。

硅探测器输出的信号为电荷信号，需经过一电流积分电路（电荷灵敏前置放大器），将硅探测器的电荷信号收集，送入电子学系统；再经过高通滤波器，即微分电路，去除信号中的低频成分，取前沿代表的能量信息；然后，通过低通滤波电路，即积分电路，将信号峰展宽，成形为类高斯信号（图3）；成形后的信号为适合于模数转换的信号，可再经过采样保持电路或峰值保持电路，将峰值信息提取后进行模数转换，也可采用高速AD芯片直接将类高斯信号转换成数字信号后再处理；得到的数字信号根据需求的不同，由不同的数据管理系统进行处理分析，得到所需要的物理结果。

图2 硅探测器信号处理一般流程Fig.2 General signal process of Si detector

图3 硅探测器信号的成形Fig.3 Signal shaping of Si detector

1.3 硅探测器耦合方式

硅探测器与前端电子学耦合方式可分为两种（图4）：直流耦合和交流耦合。对于DSSD探测器，由于需引出探测器两极信号，故一般采用交流耦合方式；对于Si-PIN探测器，交流耦合与直流耦合方式均可。

图5为一种简化的交流耦合的阻容反馈型电荷灵敏前置放大电路。在此电路的设计中，无需考虑探测器漏电流的大小，电路结构简单，具有很高的适应性和灵活性。然而，来自探测器的信号被分流为i1和i2，仅i1对前置放大电路的输出有贡献，i2被损失掉。

由于硅探测器输出的是电荷信号，且很微弱，很难像光电倍增管一样直接分为两路进行高低动态范围的测量。因此，利用硅探测器与前端电子学的耦合特性，对信号进行调整，解决动态范围匹配的问题。在实际应用中，硅探测器与Front-end ASIC耦合有3种方法可对动态范围进行适当调整：电荷-电压-电荷（Q-V-Q）转换法、单路分流衰减法和双路分流衰减法。

图4 硅探测器耦合方式Fig.4 Coupling mode of Si detector

图5 硅探测器交流耦合方式Fig.5 AC coupling mode of Si detector

2 Q-V-Q转换法与单路分流衰减法

2.1 Q-V-Q转换法

在使用散列元器件直接搭建的前置放大电路中，常使用双栅极JFET作为前置放大电路的第一级。硅探测器的电荷信号通过JFET电路后被放大为电压信号，然后再经过二级运算放大器放大。Q-V-Q转换法的核心是运用JFET管的优良特性来解决硅探测器信号与ASIC动态范围不匹配的问题，如图6所示。图6中C1相当于硅探测器与前端电路相连的交流耦合电容，起到隔直流的作用。硅探测器电荷信号Q1通过电容C1，经JFET管放大为电压信号V。利用电容充放电原理，只需选择合适的小电容C2，就能将电压信号V转换为适合ASIC动态范围的电荷信号Q2。

这种方法的优点为不仅可将大信号进行线性衰减，还可将小信号进行放大，关键在于耦合电容C2的选择。缺点为JFET放大电路可能带来噪声干扰和其他一些问题，也增加了功耗。

2.2 单路分流衰减法

当粒子入射DSSD时，DSSD的两极均会有信号收集、输出。虽然电子的收集速度比空穴快3倍，但二者的收集时间均为几十ns，对电子学而言，其差异可忽略。两极的信号包含了入射粒子的沉积能量信息和位置信息，其中沉积能量信息是相同的。DSSD与前端电子学采用交流耦合方式，如图7所示。

图6 硅探测器信号Q-V-Q转换法示意图Fig.6 Schematic diagram of Q-V-Q conversion of Si detector

对于交流耦合方式，耦合电容除可隔离高压外，还能起到调节信号的作用。DSSD产生电荷量Qdet，经耦合电容衰减后到达前端电子学输入端的电荷量为Qin＝εcQdet。其中，εc为耦合电容的收集效率：

基于式（2），调整图7中的CC1与CC2，使其分别实现测量小信号和电荷衰减的功能。对于沉积能量高的入射粒子，两个极性的ASIC均能提供位置信息，测量衰减信号的ASIC提供能量信息；对于沉积能量低的入射粒子，两个极性的ASIC均能提供位置信息，正常收集电荷的ASIC提供能量信息。从而解决DSSD探测器与前端电子学动态范围匹配的问题。

图7 交流耦合模式下的DSSD单通道匹配电路示意图Fig.7 Schematic diagram of DSSD single-channel matching circuit of AC coupling mode

使用PSPICE软件建模，将DSSD探测器等效为200pF分布电容和2GΩ电阻的等效电路进行模拟。DSSD的结面由V1提供负高压，经C1、C2两级滤波后交流耦合输出，DSSD的欧姆面直流耦合输出，如图8所示。其中，结面耦合电容C5为50、100、150、…、1 000pF，共20个等差变量。

图8 DSSD单通道匹配电路PSPICE建模Fig.8 PSPICE modeling of DSSD single-channel matching circuit

由图8可看出，结面和欧姆面输出电流相同，结面耦合电容的改变，对结面和欧姆面输出电流均有显著的影响。其规律与耦合电容收集效率经验公式基本相符，如图9所示。可看出，理论计算和模拟结果基本吻合。为更好地验证这一理论，使用241Am 5.486MeVα源对硅探测器（为简化实验，选用250mm2、500μm厚Si-PIN探测器）进行测试，α粒子在硅探测器上完全沉积，理论沉积能量转换的电荷量为241fC。图10为实验中几种不同耦合电容下的输出波形，可看出，随着耦合电容的增大，输出信号幅度也增大。

图9 DSSD匹配电路理论计算值与PSPICE模拟值对比Fig.9 Comparison between simulation result and theory calculation result of DSSD matching circuit

根据耦合电容收集效率公式可得出：

其中，QAm为241Am 5.486MeVα粒子在探测器中的沉积能量，可看作常数。则式（3）可转换为：

其中：B为常数；A为探测器等效电容；x为耦合电容；y为输出信号。

按照式（4）对实验数据进行多次拟合，拟合结果如图11所示，计算得到A＝89pF，即实验所用硅探测器分布电容为89pF，与该探测器理论值100pF非常接近，这说明耦合电容衰减理论的可行性。

3 双路分流衰减法

3.1 双路分流理论与PSPICE建模

Si-PIN探测器只引出一路信号。单路衰减法适用于Si-PIN探测器，虽然可满足动态范围，但单路衰减法对小信号的测量误差较大。因此，在单路衰减法的基础上，设计双路衰减电路，图12为Si-PIN探测器双路衰减模式示意图。

图10 不同耦合电容输出信号Fig.10 Output signals of different coupling capacitances

图11 多个耦合电容下测量结果的拟合曲线Fig.11 Fitting curve of test results for a few coupling capacitances

图12 Si-PIN探测器双路衰减模式Fig.12 Two-channel decaying mode of Si-PIN detector

在信号获取端将信号分为两路，一路进入较大的耦合电容C1，另一路进入较小的耦合电容C2。由于C1＋C2的值远大于探测器的电容，所以，可忽略探测器电容分电荷Q′。此时电荷量主要在C1与C2之间分配，其比例遵循式（5）：

使用PSPICE建模，将Si-PIN探测器等效成89pF分布电容和2GΩ电阻的等效电路进行模拟。图13为Si-PIN探测器双路衰减模式探测器电子学系统的PSPICE建模，图13中C7为1 000pF，为与实测结果对比，C6分别为3、10、22、33、50、100、150、200、470、680、1 000pF。

3.2 实验结果及对比

使用Puα源对双路衰减模式下的探测器电子学系统进行测试，结果如图14所示。可看出，改变C2的幅度衰减效果显著，电荷在C1与C2之间的分配趋势也非常明显。测量时直接读取示波器波形幅度，会带来一定误差，所以每次实验时C1与C2的总幅度会稍有不同。

图13 Si-PIN探测器双路衰减模式PSPICE的建模Fig.13 PSPICE modeling of two-channel decaying mode of Si-PIN detector

图14 Puα源测试结果Fig.14 Test result of Pu alpha source

图15为双路衰减模式下，改变C2，C2与C1的比与对应的输出电压之比的PSPICE模拟、实验、理论计算对比。可看出，PSPICE模拟结果和理论计算值基本吻合；实验结果除1个数据点外，其他数据点与另外两个曲线吻合得较好。

3.3 动态范围测试

为测试双路衰减法的动态范围，根据沉积能量的模拟结果，使用信号发生器模拟Si-PIN探测器产生的信号进行测试，如图16所示。

探测器加反向偏压，保持正常工作状态。为模拟探测器产生的电荷信号，应用信号发生器产生10～1 000mV台阶电平信号Vs，经1pF电容，转换为10～1 000fC电荷信号Qs。C1为1 000pF，C2为50pF，由于C1＋C2远大于探测器电容Cdet，因此忽略Q′，Qs被C1和C2分流为Q1、Q2。在两片VA140的动态范围内，得到双路分流衰减模式下两个通道的电荷分配结果如图17所示。可看出，在动态范围内，两路信号的线性较好，说明双路分流方式并不影响能量线性。根据实验结果得到Q1／Q2＝21.03±2.09，与理论值Q1／Q2＝1 000pF／50pF＝20对比可知，实验结果与理论结果比较吻合。

图15 PSPICE模拟、实验、理论计算值对比Fig.15 Comparison of PSPICE simulation，experiment and theory calculation results

图16 双路衰减模式的动态范围测试示意图Fig.16 Dynamic range test diagram of two-channel decaying mode

在VA芯片动态范围之外的实验结果如图18所示。

当未衰减通道处于饱和状态时，电荷分配规律发生变化，50pF通道分得的电荷较原来的多。1 000pF通道饱和后，将50pF通道测试的数据单独提取出来处理，可看出，输入电荷量为200～1 000fC时，50pF通道的线性拟合较好，拟合度为0.992 62，符合线性规律。只要对动态范围外的能量点进行标定，将衰减后测得数值与标定数值进行对比，即能准确推断出入射粒子的沉积能量。

图17 双路衰减模式在VA芯片动态范围内的电荷分配测试结果Fig.17 Charge distribution test result of two-channel decaying mode within VA device dynamic range

图18 双路衰减模式在VA芯片动态范围外的电荷分配实验结果Fig.18 Charge distribution test result of two-channel decaying mode out of VA device dynamic range

4 宇宙线测试结果

为研究双路衰减模式下小信号无法测量的问题，采用厚为500μm、面积为500mm2的Si-PIN探测器进行宇宙线实验，宇宙线实验望远镜系统示意图如图19所示，其测试1 000pF通道的宇宙线能谱。Si-PIN的上、下面各放置一块厚1cm，面积为5cm×5cm的塑料闪烁体，通过其可产生触发信号。

图19 宇宙线实验望远镜系统示意图Fig.19 Schematic diagram of cosmic ray telescope system

图20为1 000pF耦合电容通道宇宙线实验结果，可看出，宇宙线的沉积能谱十分清晰，说明双路衰减实验对小信号的影响在可控的范围内。

图20 1 000pF耦合电容通道宇宙线实验结果Fig.20 Cosmic ray test result of 1 000pF coupling resistance channel

根据1 000pF宇宙线击中的有效事例，从50pF通道（衰减通道）噪声谱中提取出宇宙线的能谱（图21）。其峰值为3.136，与图20中1 000pF通道峰值58.86的比例为1∶19，耦合电容比例为1∶20，比值非常接近，符合双路衰减的原理，略有差异是由于50pF通道能谱是从噪声谱中提取的，噪声对其影响较大。

图21 50pF耦合电容通道提取的宇宙线实验结果Fig.21 Cosmic ray test result extracted from 50pF coupling resistance channel

5 结论

本文通过理论分析，提出了3种解决硅探测器与Front-end ASIC动态范围匹配的耦合方案。通过实验与理论对比，验证了3种方法的可行性。Q-V-Q转换法在测量小信号方面优势较明显，但会增加系统噪声和功耗。单路分流衰减法对于小信号测量误差较大。双路分流衰减法可很好地满足硅探测器与Front-end ASIC动态范围匹配要求，且对小信号的测量影响是可控的，相对于另外两种方法更具优势。

［1］ WU Feng，WANG Huanyu.Design and performance study of the LEPD silicon tracker onboard the CSES satellite［J］.Chinese Physics C，2013，37（2）：026004.

［2］ 谢一冈，陈昌，王曼，等.粒子探测器与数据获取［M］.北京：科学出版社，2003.

［3］ SPIELER H.Semiconductor detector systems［M］.United Kingdom：Oxford University Press，2005.

Study on Charge Distribution of Silicon Detector Signal

ZHANG Yun-long1，2，WANG Huan-yu2，WU Feng2，CUI Xing-zhu2，ZHANG Fei2，LIANG Xiao-hua2，PENG Wen-xi2，LIU Ya-qing2，DONG Yi-fan2，GUO Dong－ya2，FAN Rui-rui2，GAO Min2，ZHAO Xiao-yun2，JIANG Wen-qi2，GONG Ke2，WU Di2，ZHOU Da-wei2，YU Jin-biao2
（1.College of Physics，Jilin University，Changchun130012，China；2.Key Laboratory of Particle Astrophysics，Institute of High Energy Physics，Chinese Academy of Sciences，Beijing100049，China）

The dynamic range matching technique between silicon detector（Si-PIN array detector and DSSD）and Front-end ASIC is the key technology.Three coupling methods to solve the problem of dynamic range matching were designed based on the generation and feature of silicon detector signal in this paper.The comparison result between the theoretical mode and experiment results shows that the coupling methods are feasible.

silicon detector；front-end electronics；coupling；ASIC

TL814

：A

：1000-6931（2015）01-0132-08

10.7538／yzk.2015.49.01.0132

2014-05-15；

2014-06-27

张云龙（1990—），男，吉林长春人，硕士研究生，应用物理学专业