光伏发电并网逆变器设计

秦 硕，孙志毅，刘立群，胡 伟

(太原科技大学电子信息工程学院，太原 030024)

光伏发电并网逆变器设计

秦 硕，孙志毅，刘立群，胡 伟

(太原科技大学电子信息工程学院，太原 030024)

以光伏发电并网系统中的两级式单相全桥并网逆变器为研究对象，介绍了该系统的总体设计方案，并详细阐述了逆变器主电路关键参数的计算，驱动电路、采样电路与过零点检测电路的设计，并网控制策略及DSP相关控制环节的软件设计，最后给出样机实验结果，验证了该系统各硬件电路符合设计要求。

新能源；光伏发电；并网逆变器；驱动电路；采样电路；并网控制策略

分布式发电系统，是新能源发电的主要形式，例如光伏发电、风力发电、风光互补发电系统等。太阳能作为一种清洁型能源，其储量大、无污染的特点备受人们的青睐[1-4]。国内太阳能电池板组件加工多年来排名世界第一，目前光伏发电正快速进入普通人的生活，由于光伏组件的输出为直流，通常需要经过DC/DC斩波电路得到所需的直流电压，然后由并网逆变器的DC/AC逆变单元将其转换为交流电输送到电网[5-6]。作为光伏发电系统中实现DC/AC转换的主要模块，光伏发电并网逆变器硬件电路的优化设计对提高输出电能质量、节约成本有直接影响。而应用设备中采用TMS320F2407 DSP作为核心控制部分的居多，其对信号处理速度远低于TMS320F2812 DSP；另外，电压、电流采样电路采用的互感器成本偏高，过零点检测电路得出波形的上升沿和下降沿并不理想。鉴于上述情况，本文设计了一种并网逆变器，并详细描述了该逆变器的控制单元、驱动单元、采样与过零点检测电路等硬件电路的设计，及其相应电路元件的参数计算。

1 系统总体设计

本文设计的光伏发电并网逆变器额定功率为380 W，额定输出电压有效值72 V，频率为50 Hz.该系统以TMS320F2812 DSP作为核心控制部分，由光伏阵列单元、DC/DC升压单元、DC/AC逆变单元、TMS320F2812 DSP控制单元、驱动单元、滤波单元、采样与过零点检测单元等七部分组成。如图1所示。

图1 并网逆变器Fig.1 The grid-connected inverter

光伏阵列单元：光伏阵列是由额定功率为190 W，额定电流为5A的两块光伏板串联组成。实际输出电压约为额定电压的75%～80%.

DC/DC升压单元：当并网逆变器正常工作时，通过DSP生成的PWM波调节图1中MOSFET(VT1)的导通占空比D来实现斩波升压，确保逆变器直流侧母线电压的稳定性。设计DC/DC单元输出直流电压为160 V.

DC/AC逆变单元：DC/AC工频单相逆变单元由V1-V4四个IGBT组成如图1所示，采用双极性SPWM调制方式。同一桥臂上下两个开关管(V1和V2、V3和V4)不能同时开通，这就要求DSP输出两组4路带死区时间的互补PWM脉冲信号驱动控制IGBT的开通与关断以实现逆变功能。

TMS320F2812 DSP控制单元：该系统主要利用DSP内部的ADC模块与事件管理器EVA.以事件管理器EVA完成SPWM算法，生成PWM脉冲信号驱动逆变器实现逆变过程，并通过捕获单元捕获电网电压的过零点；以ADC模块实现对输出电压电流的采集及其与设定参考量的比较，形成闭环调节系统，提高逆变输出的稳定性。

滤波单元：经过逆变器之后输出的交流电中含有高次谐波，因此需要通过滤波单元将高次谐波滤除，以提供稳定的输出给负载。

2 硬件电路设计

2.1 逆变主电路参数设计

逆变主电路是逆变器设计的基础，必须保证其稳定可靠，因此，逆变主电路各处参数的配置需要考虑实际工作条件及情况，保留合适的裕量以确保所选器件安全稳定工作。逆变主电路中主要考虑的器件包括Boost升压电感、直流侧电容、逆变桥、滤波器等。以下介绍Boost升压电感的设计，直流侧电容的计算，逆变桥功率开关管的选取以及滤波器的设计。

(1)Boost升压电感的设计

本文Boost升压电感设计在连续导电模式下，由VpvDTs+(Vpv-Vdc)(1-D)Ts=0得：

(1)

其中，Vdc为Boost电路输出端电压，Vpv为光伏阵列输出电压，Ts为开关管周期，D为占空比。

理想情况下电路无损耗，Ppv=PRL，PRL为负载功率，其中代入(1)式可得：

(2)

由电感电压值VL=L×di/dt得：

△iL=VpvDTs/L

(3)

式中，△iL为电感的纹波电流，令电流纹波系数ηi=△iL/IL，由式(2)和式(3)推导可得：

L=(1-D)2DVdcTs/ηPRL

(4)

当其他条件不变时，D取1/3，L最大，Dmax=(Vdc-Vpv)/Vdc=(160-56)/160=0.65，1/3小于Dmax=0.65，占空比在允许范围内。

(5)

本文取纹波系数为10%，Ppv=PRL=380 W，开关频率为f=20 kHz，Ts=50 μs，由式(5)可得：Lmax=4.99 mH，实际电路中选取Boost升压电感值为5mH，电流5A.

(2)直流侧电容计算与快速二极管的选取

直流侧电容可以滤除直流输入侧电压纹波，同时兼具储存能量的作用，常选择大容量的电解电容。直流侧电容参数计算的依据是：从系统可靠性、硬件成本与电压环控制响应速度的角度考虑，直流侧电容值的选取应尽可能小；从直流侧电压值对交流侧电压幅值调节控制的角度考虑，直流侧输入电压必须大于交流侧电压幅值以防止系统不可控状态的发生，直流侧电容值的选取应尽可能大[7-11]。

因此，计算极端时刻电容值，并考虑适当倍数的裕量是最为合理的配置方式。即开关管导通时间内，并网电流由电容完全提供，并且此时电流为其幅值，可得：

(6)

式中，IL为并网电流有效值。电压纹波系数ηu=△Udc/Udc，得：

(7)

逆变器的输出额定功率为380 W，取占空比D=65%，要求电压纹波系数小于5%，可得C2应取13.63 μF，考虑10倍裕量，选取直流侧电容值为200 μF，耐压值为200 V.

DC/DC升压电路中要求二极管导通时压降小，反向恢复时间短。根据耐压和最大电流等条件，本文选用型号为DSEI30-06A的二极管。

(3)逆变桥功率开关管的选取

功率开关管IGBT的选取主要考虑开关速度、额定电压与电流三方面的因素[12]。在单相全桥逆变电路中，主功率开关管所承受的电压要大于直流测输入电压的最大值，此外，还要考虑回路寄生电感产生的脉冲尖峰，应选取400V耐压等级的功率管。设计并网逆变器的额定功率为380W，输出电流幅值约为6.83A.考虑3倍裕量，选择开关管的额定电流值应在20A以上。因此，选取由IXYS公司生产的型号为IXGP24N120C3的功率开关管。

(4)滤波器设计

逆变器输出滤波电感的作用是减小输出电流的波动，滤除功率开关管开关时产生的高次谐波。交流侧滤波电感对输出纹波电流有直接影响，是影响输出电能质量的重要参数。根据电感允许的压降以及电路中允许的纹波电流分析计算滤波电感的参数。

若直流侧电压利用率为1，逆变器交流侧电压峰值为Udc，可得电路中的纹波电流△i：

(8)

式中，Um为实际电网电压幅值，f为开关管工作频率。并网运行时，电路中允许的最大纹波电流为并网额定电流有效值的10%，则由式(8)可得：△i≤10%Iac，即：

(9)

(10)

L≥Lmax

(11)

本系统中，Udc=160 V，f=20 kHz，Iac=90%Isc=90%×5A=4.5 A，由式(11)计算得L>4.35 mH，基于体积和成本的考虑，本文选取滤波电感值为5 mH，电流5 A.

2.2 驱动电路设计

DSP控制单元输出的电压无法正常驱动该系统所选型号的IGBT，开关管正常工作必须保证开关管栅源电压大于开启电压并不超过最大允许电压，所以驱动电路的设计在整个并网逆变器设计中是尤为重要。本文驱动电路设计选用美国IR公司生产的IR2110作为升压电路与逆变电路的驱动芯片，它同时具有光耦隔离(体积小)和电磁隔离(速度快)的优点。IR2110有低端(LO)和高端(HO)两路独立的输出通道，可以驱动同一桥臂上下两个IGBT.SD是输入关闭端，若输入SD引脚的逻辑高电平持续时间超过500ns，则LIN和HIN将会被关闭，开关管停止工作以保护逆变电路。图2所示为驱动电路，在芯片的引脚9和13之间并联一个0.1μ的电解电容，分别接3.3V电源和地；引脚1和7分别并联一个二极管和小电阻起到防止返流烧坏芯片和稳定信号的作用，引脚2和3、引脚5和6之间为调理电路。

图2 驱动电路Fig.2 The driving circuit

2.3 信号采样电路与过零点检测电路设计

交流信号采样电路选用南京向上电子科技有限公司DL-PT202D电压互感器和DL-CT1005A电流互感器，两者具有体积小、精度高、成本低、一致性好等特点，适用于电力测量电路。图3所示为交流侧电压采样电路。图中，经限流电阻R0将检测电压信号转换成2 mA左右电流信号作为输入信号，互感器副边按1∶1等比输出2 mA左右电流信号，然后在互感器输出端接采样电阻R1将其转换为交流电压信号。由于A/D端口只识别0-3.3 V信号，因此经采样电阻R1所得电压应保持在-1.65 V至+1.65V之间，并通过抬升幅度为1.65 V的偏置电路，将其抬升至0-3.3 V范围内的直流电压信号。同时，在ADC输入端加钳位电路以防止过电压导致ADC模块损坏。由以上所述及实验所得采样波形图可得，本文设计的交流侧电压采样电路保留了所采集信号的波形特性，同时解决了A/D端口只能识别0-3.3 V直流电压的问题。DL-PT202D是电流型电压互感器，用于测量交流电压信号。输入额定电流为2 mA,额定输出电流为2 mA.用户使用时需要将检测电压信号转换成2 mA左右电流信号输入给互感器，互感器副边按1∶1等比输出2 mA左右电流，然后用户在互感器输出端进行电压采样。

图3 交流侧电压采样电路Fig.3 The AC side voltage sampling circuit

由图4可知：

(12)

(13)

取R3=2R2，R4=2R5，则由(12)、(13)两式可得：

VB=VA+1.65

(14)

由式(14)可知，经采样电阻R1所得处于-1.65 V至+1.65 V之间的交流电压信号，通过偏置电路以及运算放大电路处理后，输出电压被抬升了1.65 V，变换为A/D端口能够识别的0-3.3 V范围内直流电压信号。

图4 过零点检测电路Fig.4 The zero-crossing detecting circuit

图4为过零点检测电路，LM393N为双电压比较器集成电路，值得注意的是，该比较器所有没有使用的引脚必须接地。如图4中所示，该电路采用比较器单电源供电，将比较器反相输入端接地，当同相输入端电压大于反相输入端电压时，输出高电平；反之，输出低电平。此电路即可用于跟踪交流信号过零点。

交流电流采样电路与交流电压采样电路相似。

3 并网控制策略及DSP软件设计

3.1 并网控制策略

太阳能光伏并网系统采用双闭环控制策略进行并网控制。外环为电压环，控制并网逆变器直流输入端电压稳定；内环为电流环，控制并网逆变器的输出电流与电网电压同频同相[13]。

图5 并网控制框图Fig.5 The block diagram of grid connected control

将实际检测得到的电压UC与给定电压比较，经过PI调节得到给定并网电流的幅值，此幅值与经过PLL得到的电网电压US的频率和相位信号相结合，得到并网电流的给定信号，此给定信号与实际并网电流比较，差值经过滞环比较，得到IGBT的开关信号。

3.2 DSP锁相环节软件设计

电网频率为工频50 Hz，一般情况下，实际频率会有小范围的波动。在49.5-50.5 Hz范围内都可视为符合并网频率要求。针对此问题，必须控制并网电流，实现对电网电压频率和相位的跟踪。

图6 程序流程图Fig.6 The program flow chart

4 实验结果分析及结论

图7 交流侧电压采样波形图Fig.7 The AC side voltage sampled waveform

图8 过零点检测电路矩形脉冲与跟踪电压相位比较图Fig.8 The comparison of the rectangular pulse and the voltage phase diagram

实验所用设备主要包括：由两块光伏板串联组成的光伏阵列(输出电压约为60 V)；DSP开发板；

图9 DSP输出的一对带有死区时间的互补PWM波形图Fig.9 A pair of complementary PWM waveforms with dead-time of DSP output

图10 逆变器输出并网波形Fig.10 The grid-connected inverter output waveform

利用Altium Designer绘制的主电路与驱动电路、采样电路、过零点检测电路三张PCB板构成逆变器主要硬件电路部分；双通道示波器；直流电源；两个自耦变压器；电阻器等。根据本文设计，电阻器作为并网逆变器的输出负载，将示波器的两个通道分别接电网电压和电阻器两端得到逆变器输出并网波形。图7-图10分别为交流侧电压采样波形图、过零点检测电路矩形脉冲与跟踪电压相位比较图、DSP输出的一对带有死区时间的互补PWM波形图与逆变器输出并网波形。图7所示，通过DL-PT202D电压互感器采样所得交流侧电压，经电压偏置电路后的信号既保持了原信号波形特点，又满足A/D端口的输入要求。图8所示，由波形对比可得通过过零点检测电路得到DSP中CAP口可以捕获到的高低电平矩形脉冲，与其所跟踪电压对应由负到正(或者由正到负)的过零点同相位。当所跟踪电压处于正半波周期时，输出为高电平；反之，输出为低电平。图9所示，DSP的比较单元输出的一对频率为20 kHz，且带有死区时间的互补PWM波形图，死区时间为4.27 μs，可以确保同一桥臂的上下两个开关管不同时导通。图10所示，示波器通道一显示由逆变器输出滤波后未经自耦变压器升压的输出电压，幅值基本稳定在100 V左右，且波形为正弦波；示波器通道二显示经自耦变压器升压后的电网电压(为了波形对比明显，故将电网电压升压)，两者同频同相，实验表明，系统硬件电路参数配置及实验结果符合实际并网要求，过零点检测电路所得波形的上升沿和下降沿较为理想，并降低了设计成本，同时验证了本文光伏并网逆变器硬件电路设计的可行性。

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bDesign of Inverter for Distributed Grid-connected Photovoltaic

QIN Shuo，SUN Zhi-yi，LIU Li-qun，HU Wei

(School of Electronic Information Engineering，Taiyuan University of Science and Technology，
Taiyuan 030024，China)

Taking the two-staged single-phase bridge grid connected inverter as the research object，this study introduces the overall design of photovoltaic power generation system，and expounds the calculation of key parameters of the main circuits of the inverter，the designs of drive circuit，sampling circuit and the zero crossing detection circuit，the grid-connection control strategies and the software design of the control links related to DSP.In the end，the experimental result of prototype machine is given，which validates that the hardware circuits of the system meet the requirements of the design.

new energy，photovoltaic power generation，grid-connected inverter，driving circuit，sampling circuit，grid connected control strategy

1673-2057(2015)01-0006-06

2014-09-26

山西省科技攻关项目资助(20120322005-01)

秦硕(1989-)，男，硕士研究生，主要研究方向为分布式光伏发电并网逆变器控制策略与孤岛检测方法的匹配。

TM615

A

10.3969/j.issn.1673-2057.2015.01.002