一种高增益低开关应力改进交错型Boost变换器

胡雪峰 戴国瑞 龚春英 陈 杰 章家岩

（1.安徽工业大学电力电子与运动控制省重点实验室 马鞍山 243002 2.江苏省新新能源发电与电能变换重点实验室（南京航空航天大学） 南京 210016）

1 引言

随着人们生活水平的提高，对能源的需求量日益增长，石油、煤炭和天然气等一次能源的消耗会排放大量的温室气体，导致全球变暖、环境污染等严重问题。因此诸如太阳能光伏、燃料电池和风力发电等分布式能源及其相关应用技术的研究在全球范围得到了广泛重视[1-12]，其常用发电结构如图1所示。因为单体燃料电池或光伏电池的输出电压较低，通常需要具有更高升压功能的直流功率变换器作为接口电路，把较低的电池电压（18～50V）转换到足够高的直流链电压（200～400V），然后进行逆变以供给独立交流负载，或进行并网发电。另外在燃料电池和光伏电池发电系统中，需要尽量减小输入电流纹波，否则将会影响电池的使用寿命，给系统的安全可靠运行及成本的降低带来不利影响[2,5]。

图1 低压可再生能源发电基本机构图Fig.1 Basic schematic of the low-level DC voltagerenewable power generating system

传统的Boost或Boost-Buck变换器结构简单，在常规DC-DC升压场合得到了广泛应用，但当需要较高升压变换时，基本的Boost变换器就要工作在占空比接近于1的理论值，一方面很大的占空比会降低系统效率，另一方面占空比较大时输出电压也不易升高，而且二极管的反向恢复问题也更为严重[8,9]。为了有效提高直流变换器的电压增益，许多学者提出了多种具有高升压功能的变换器拓扑结构，文献[11,12]研究了串联级联式变换器或带升压变压器的变换器，但是前者需要两级能量变换，其总体效率等同于各级变换器效率之积，因此势必会降低总体效率，而且增加了拓扑的复杂性，同时其稳定性能也受到了挑战，含有变压器的升压变换器又存在体积笨重、成本高、漏感和寄生电容等问题。近年来，交错并联Boost变换器[2,12-14]及其在燃料电池和光伏发电系统中的应用得到了许多学者的深入研究，采用交错并联方法后，其优点是可以减小输入、输出电流纹波，改善变换器的动态响应，但其开关管的电压应力仍然等于输出电压，而且该变换器的升压功能也没有得到有效改善，与基本的Boost变换器相同。在高升压比应用中，为了降低开关管的电压应力，文献[15]研究了三电平直流变换器，其主要特点是主功率管的电压应力等于输出电压的一半，但其升压能力没有得到有效提升，且当输入电压较低，而输出电压较高时，势必会造成输入电流纹波较大，不利于应用在燃料电池和光伏电池等新能源发电系统中。因此研究兼有高增益、低输入电流纹波，低开关电压应力的变换器具有重要的理论意义和应用价值。

本文提出了一种具有高电压增益、低输入电流纹波，低开关电压应力的全交错结构的Boost变换器，与传统的交错并联变换器结构相比，所提变换器具有以下特点：①具有更高的电压增益，因此在较高升压要求时可以有效避免变换器工作在极限占空比状态，而且利用较小的占空比达到相同的输出电压可直接减小开关的导通损耗。②所提变换器不但在输入端采用了两个电感交叉并联的结构，减小了输入电流的纹波，而且在输出端，两个电容电压进行了交叉串联，使得输出电压纹波进一步减小。③当占空比≥0.5时，两个输出电容自动均压，两个电感上的电流也自动均分。另外，与传统的低电压应力Boost变换器（三电平Boost变换器）相比，所提变换器结构除具有上述特点外，还只需要一路独立驱动电源，这样就避免了传统三电平Boost变换器需要两个独立驱动电源的要求，进而避开了基本三电平变换器结构中上管驱动电源地电位的稳定性会随着分压电容电压的波动而波动，对系统性能造成的影响。

2 所提变换器结构及其工作原理

2.1 相似结构变换器的对比分析

图2a、图2b是传统两相交错并联升压变换器和具有低开关电压应力的基本三电平Boost变换器的结构图，文献[12]提出高增益交错并联Boost变换器，如图2c所示。这种结构利用开关电容与传统交错Boost变换器相结合，来提高电压增益，但其结构也相应复杂，而且增加了两个二极管。比较几种相似拓扑，可以看出这些类似结构变换器使用元器件数量的对比关系。另外，图2b所示传统低电压应力三电平Boost变换器的两个主开关管是类似桥臂上下管的结构，因此必须使用两个独立的驱动电源。

图2 三种相似升压变换器拓扑结构Fig.2 Comparison of three similar converter topologies

本文所提变换器的拓扑结构如图3所示，表面上看，所提变换器结构比常规的交错并联Boost变换器多用一个分压电容，但是，该变换器中单个电容的容值可以大大减小；另外本文所提变换器采用两个开关管供地的结构，因此只需一路驱动电源即可满足两个开关管的驱动要求，同时能够避免传统低开关电压应力三电平变换器中上管独立驱动电源的浮动问题。几种相似结构变换器的主要性能特点见4.4节中表1。

图3 本文所提变换器拓扑结构Fig.3 The topology of proposed converter

2.2 所提变换器工作原理

所提变换器工作在交错控制方式，首先在输入端进行了电感电流的交错并联，而在输出端两个分压电容电压进行了交错并联充电和串联放电，这样所提变换器的输入电流纹波和输出电压纹波都能得到有效的抑制，同时该拓扑结构能够减小输入电感和输出电容的体积。

为方便分析，假设电路工作在电感电流连续的稳定状态，且各元器件均为理想器件，其控制操作方式如图4的关键工作波形所示。

由图4可以看出，当占空比大于0.5时，根据两个主功率管的开关状态该变换器有4种工作模式，图5给出了各模式的等效电路，下面具体分析该控制方式下所提变换器的工作原理。

图4 关键工作波形Fig.4 Key waveforms of the proposed converter

图5 所提变换器各工作模式等效电路Fig.5 Operating modes of the proposed converter

（1）模式Ⅰ（t0＜t≤t1）。由图4可以看出，电路工作在该模式时，Q1和VD2导通，Q2和VD1关断，其等效电路如图5a所示，流过电感L1的电流iL1线性增加，流过电感L2的电流iL2线性减小，同时电容C1放电且向负载提供能量，储存在电感L2中的能量向电容C2充电。

（2）模式Ⅱ（t1＜t≤t2）。在该模式时的等效电路如图5b所示，Q1和Q2导通，VD1和VD2关断，电感L1和L2储存能量，流过它们的电流 iL1和iL2线性增加，输出功率由等效串联电容C1和C2提供。

（3）模式Ⅲ（t2＜t≤t3）。由图3可以看出，电路工作在该模式时，Q1和D2关断，Q2和VD1导通，其等效电路如图5c所示，流过电感L1的电流iL1线性减小，流过电感L2的电流iL2线性增加，同时储存在电感L1中的能量向电容C1充电，电容C2向负载提供能量。

（4）模式Ⅳ（t3＜t≤t4）。该模式时 Q1和 Q2导通，VD1和VD2关断，电感L1和L2储存能量，流过它们的电流iL1和iL2线性增加，其等效电路和模式Ⅱ相同。

需要说明的是在交错控制策略时，该电路同样可以工作在占空比小于0.5的模式，此时两个开关管的电压应力不再平分。对于燃料电池和光伏并网发电等典型低压输入高压输出的应用中，变换器稳态工作时的占空比通常要大一些，为了节省篇幅，本文重点讨论占空比大于0.5的情况。

3 本文变换器的数学模型及分析

为进一步详细分析该变换器的各种特性，利用状态平均法建立所提变换器的平均状态数学模型，为了方便分析，忽略电感L1和L2的等效串联电阻，忽略电容C1、C2的等效串联电阻，设各电感的电流和各电容上的电压为状态变量，组成矢量为x，输入变量为Vin，d为开关的导通占空比，输出变量为Vo，则变换器的平均状态模型为

假设每个状态变量、源变量和控制变量有一个足够小的扰动，则它们可以由直流分量和交流分量分别组成，即

式中，X、VIN、VC1、VC2和D分别为各变量的直流分量和ˆd分别为各变量的交流分量。通过小信号扰动法，进行线性化处理后，可以得到变换器的小信号时变状态矩阵模型，用式（13）～式（16）表示，其交流小信号等效电路如图6所示。

图6 变换器的小信号等效电路Fig.6 Small-signal equivalent circuit of the converter

由变换器的小信号状态模型可以计算出各电感电流、各分压电容电压与占空比之间的传递函数。

4 变换器的稳态分析

4.1 电路的稳态电压和电流分析

根据第3节推导的数学模型，可以得到该变换器的非线性连续等效电路如图7所示。

图7 非线性连续等效电路Fig.7 Non-linear model of the proposed converter

该电路在稳态时应该满足因此在稳态运行时变换器具有如下数学关系

由式（18）～式（22）可以看出，本文所提变换器的电压增益是典型Boost变换器或传统交错并联Boost变换器的两倍，同时两个电感上的电流和输出电容上的电压都是自动均分的。

4.2 开关管的稳态电压应力

通过等效电路图可以看出，如果忽略开关管和二极管上的导通压降，主功率开关Q1和Q2的电压应力分别为

综合式（20）～（24）可知，两个主功率开关管的电压应力相等，且为输出电压的一半，二极管VD2上的最大电压应力也为VO/2，而二极管VD1上的电压应力有三种状态分别为VO、VO/2和0，但是在其导通和关断的转化过程中，电压波动仍然在VO/2和0之间。

可以推出流过主开关器件的平均电流为

4.3 输入电流和输出电压纹波分析

为了便于分析本文变换器的输入电流纹波和输出电压纹波，图8给出了相关输入支路电流和输出电容电压的关键波形。

图8 输入电流、输出电压关键波形Fig.8 Key waveforms of input currents and output voltages

通过计算容易得出

4.4 电路的性能比较

表1给出了几种相似结构变换器主要性能特点的比较情况。可以看出，本文变换器具有更高的电压增益，且所用器件数量也未增加，同时功率器件的电压应力也得到了有效减小。

表1 几种类似结构变换器的性能比较Tab.1 Comparison for three converters

5 高增益低应力交错隔离型Boost变换器结构的推衍

本文所提变换器不但可以应用在非隔离型Boost变换器，而且可以推演出其隔离型电路结构，如图9所示。该电路结构类似两个反激变换器在输入端进行电流交错并联，在输出端进行电压交错串联，同样达到了全交错结构的目的。

图9 隔离型全交错Boost变换器结构Fig.9 Isolated type of interleaved boost converter

假设N=Ns1/Np1=Ns2/Np2，则利用伏秒平衡原理可以推出两相隔离型全交错结构Boost变换器的电压增益表达式为

6 实验结果及分析

为了验证所提变换器的工作原理,作者在实验室研制了一台非隔离型原理样机，其性能指标和所用元器件见表2。

表2 实验电路参数Tab.2 Component parameters of the experiment

由图10a中可以看出，由于两个电感的电流波形进行了交错运行，使得总输入电流的纹波大大减小，而且两个电感电流是相等的，实现了自动均分。图10b给出了两个分压电容的电流波形，可以看出它们交错并联充电和串联放电，且大小也是相等的，实验波形很好地验证了该变换器的工作原理。

图10 实验波形Fig.10 Experimental waveforms

图10c是主功率开关管Q1、Q2上的电压应力波形，约等于120V，等于输出电压的一半，实现了低电压应力功能。图10d中给出了两个主开关的驱动信号及二极管VD1和VD2的电压应力波形，可以看出VD2的电压应力也只有输出电压的一半，VD1的输出电压应力虽然有三种状态，但其中相邻状态之间的转换电平也只有输出电压的一半，因此二极管的电压应力也得到了有效减小，与理论分析一致，图10e是两个分压电容上的电压及总输出电压波形。

7 结论

本文提出了一种具有高增益、低电压应力的新型输入/输出全交错型Boost变换器，分析了该变换器的工作原理，建立了该变换器的平均状态及小信号模型，推出了相应的隔离型变换器结构，并通过一台原理样机进行了实验验证。实验证明所提变换器既有更高电压增益的功能，同时又兼具常规两相交错并联Boost变换器和传统低电压应力三电平Boost变换器的优点，具体为：①开关管电压应力小，有利于选择小功率高性能的开关器件。②两个开关管可以共用一个驱动电源，节省了一路驱动源。③由于输入端采用了交错结构使得输入电流的纹波更小，两个分压电容上的电压也进行了交错充放电，能够减小升压电感和输出电容的体积。④所提变换器不需额外增加均压控制环即可达到分压电容自动均压，且电路结构简单易于实现。

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