磁集成正激变换器输出电流纹波减小的分析和设计

卢增艺，陈 为，陈志宇

(1.台达电子企业管理(上海)有限公司，上海201209;2.福州大学电气工程与自动化学院，福建福州350108)

1 引言

在现有正激变换器中，将功率变压器和输出滤波电感集成于一个磁性元件，构成了两种不同磁集成正激变换器［1-6］，分别记为磁集成正激变换器一和磁集成正激变换器二。文献［1］研究了磁集成正激变换器一的磁件设计，提出变压器绕组和电感绕组交变磁通正向耦合来减小电感电流脉动，可获得输出电流的零纹波，实现宽范围输入电压下输出纹波的最小化。为了更直观地理解集成磁件的电流纹波减小机理，本文基于磁路-电路对偶变换法获得集成磁件等效电路模型，从电路角度对磁集成正激变换器一进行讨论。

对于磁集成正激变换器二，集成磁件的三个绕组分别绕在三个不同的磁柱上，绕组间的耦合关系较为复杂。由于磁路构造以及电路连接方式的不同，该变换器的输出电流由副边两绕组组合而成，该变换器获得的输入输出电压转换比与占空比、绕组匝比等有关。本文也采用等效电路模型对磁集成正激变换器二展开分析，发现当副边两绕组匝数相等时，该集成方案也有机会获得输出电流零纹波性能，最后通过实验对零纹波设计加以验证。

2 输出电流纹波减小机理分析

磁集成有源箝位正激变换器一如图1(a)所示，采用磁路-电路对偶变换法来求解得等效电路如图1(b)所示。图1中标示出实际绕组电流 ip、is、iL和等效电感电流iLm、iLx、iLo。根据有源箝位正激变换器的工作原理，电路的工作模式分为两个阶段，电路工作特点进一步描述如下:

图1 磁集成正激变换器一Fig.1 Magnetic integrated forward converter 1

阶段1［0～DTs］:主开关管 S1导通，副边整流管SR1导通，绕组Np流过电流ip，副边绕组Ns流过电流is，能量从原边绕组Np(节点①②)传递到绕组Ns(节点③④)，副边绕组电流is等于电感电流 iL。电流 ip和 is为

当 Ns=NL时，从式(1)可得:ip=iLm+iLoNs/Np，ip可视为常数，iLx在运算中消除，说明主开关管电流峰值与iLx无关。当Ns≠NL时，主开关管的电流峰值将受电流iLx影响。

阶段2［DTs～Ts］:主开关管 S1截止，箝位管 S2导通，副边续流管SR2导通，绕组Np流过磁芯复位所需去磁电流，包括电流iLm和iLx。副边绕组电流为零，输出电感Lo处于续流阶段。电流ip和iL为

综上两个阶段的电流关系，相比于分立磁件，集成磁件原边绕组除了包含等效激磁电流iLm、副边电流is的折算外，还增加了自由磁柱等效电感电流iLx。而电感绕组电流除了等效电感Lo的电流iLo外，还减少了电流iLx的折算值。电路中各等效电感两端电压保持不变，等效电感Lm和Lo的电流纹波iLm、iLo也就保持不变，调整等效电感Lx的大小来改变电流iLx，实现电流纹波转移，从而影响和改变了表现在绕组上的电流纹波。这说明电流iLx在变压器原边绕组和电感绕组之间起到电流纹波转移的桥梁作用，而且纹波转移的比重与匝比有关，表现为NL:Np。

3 磁集成正激变换器二输出电流零纹波设计

与磁集成正激变换器一的耦合集成方案相比，由于磁路构造以及电路连接方式的不同，该变换器获得的输入输出电压转换比与占空比的关系并不像方案一那样随占空比呈线性变化。输出电流io由分时工作的变压器副边绕组Ns和电感绕组NL共同组成。绕组Ns和NL在不同阶段获得电流包含等效电感Lo的电流imL折算值。当绕组Ns≠NL时，电流imL直流分量折算到Ns或NL的大小也不会相同，这意味着输出电流io将呈现脉动台阶波形，无法实现输出电流零纹波。但当绕组NL=Ns时，输出电流能够呈连续线性变化，这就有机会实现输出电流零纹波。因此，后续均以副边两绕组匝数相等作为分析基础。

为了直观地从电路特征上阐述该变换器的工作原理，图2(b)给出了采用等效电路模型表示的磁集成正激变换器二，图中包含三组变压器T1、T2、T3和三个等效激磁电感 Lp、Ls、Lo，电感 Lp=/Rp，Ls=/Rs，Lo=/RL，其中 Rp、Rs、RL分别为图 2(a)三磁柱磁芯左、右、中磁柱的等效磁阻。

以阶段1(S1、SR1导通)作分析，得到电流纹波间的关系为

因为ΔimL=Uo(1－D)Ts/Lo为常数，为实现输出电流零纹波，即 Δis=0，必须设计 Δims=ΔimL，将绕组电流is的交流纹波转移到等效电感Ls上。

图2 磁集成正激变换器二Fig.2 Magnetic integrated forward converter 2

同样地，以阶段2(S2、SR2导通)作分析，得到电流纹波间的关系:

为实现输出电流零纹波，即ΔiL=0，也必须设计Δims=ΔimL，将输出电流纹波从绕组电流iL转移到等效电感Ls上，这个阶段需要原边绕组提供更多的磁芯复位电流。

根据式(3)或式(4)，可推导输出电流纹波为

当输出电流零纹波时，即Δio=0时，相应电路占空比为Dz，可以推导得副边绕组和电感绕组所在磁柱的等效电感或磁阻与Dz的关系为

4 零纹波设计的磁件损耗分析

4.1 磁芯损耗

通过调整等效电感Ls，即改变磁阻Rs来实现电流纹波的转移，带来直流磁通的分布不同。而各磁柱内部的交流磁通由绕组两端的电压伏秒积决定，和磁阻大小无关。如果不考虑直流偏磁对磁芯损耗的影响，可认为磁芯损耗与纹波转移设计基本无关。

4.2 绕组损耗

为了实现输出电流的零纹波，增加磁阻Rs，减小等效电感Ls，满足零纹波关系式(6)，将引入一个新气隙，此时Rs对应的气隙两端的交流磁压Ums=RsΔΦs=RLΔΦL，即增加的磁阻磁压大小与储能气隙磁压相等。引入的气隙构成的磁通示意图如图3(b)所示，将相应地增加绕组的气隙扩散磁通损耗。

图3 气隙扩散磁通示意图Fig.3 Air-gap fringing flux distribution

5 实验验证

设计一有源箝位磁集成正激变换器二对上述的理论分析进行实验验证。输入电压Uin=48V，输出电压Uo=3.3V，输出电流Io=10A，工作频率 fs=100kHz。副边同步整流管采用自驱动设计，即直接取绕组端部电压作为同步整流管的驱动信号，如节点④电位驱动同步整流管SR1，节点⑥电位驱动同步整流管SR2。变压器磁芯为TDG公司的ER42A，材料为 TP4。绕组 Np=18，Ns=3，NL=3。原边绕组线径0.6mm，单股;副边绕组的线径为0.6mm，5股并绕;电感绕组线径为0.6mm，5股并绕。为了减小原、副边绕组间的漏感，对图2(a)的磁件进行源转移变换得到图4(a)磁件设计1，原边绕组由绕组Np1和Np2串联组成，匝数均为18匝，绕组连接编号和图2相一致，仅有电感绕组NL所在磁柱存在气隙，其余磁柱没有气隙。实测设计1电感量L34=2.95μH，L56=17.8μH。设计 2如图 4(b)所示，电感绕组NL和副边绕组Ns所在磁柱均设置有气隙，并且磁阻满足零纹波设计条件式(6)。实测设计2电感量L34=2.95μH，L56=2.08μH，此设计的L56与L34的比值为0.7。

图4 改进的磁集成方案Fig.4 Improved integrated magnetic schemes

图5为轻载输出电流0.5A的实验波形，自上而下分别为原边主开关管的门极驱动电压ugs、原边主开关管的漏源极电压uds、电感NL电流波形iL、输出电流的纹波io(为绕组NL和Ns组成的电流纹波)。对比图5(a)和图5(b)的电流波形，可以明显看到设计2可以得到输出电流io的零纹波，这将最大程度地减小副边同步整流管的轻载通态损耗。另一方面，从S1的漏源极电压uds看，设计2的主开关管为零电压开通，因此其主开关的开关损耗近似为零。

图5 输出电流0.5A的实验波形Fig.5 Experimental waveforms as output current being 0.5A

为了说明4.2节气隙扩散磁通对损耗的影响，可分析空载下变换器的损耗。空载下变换器的开关管容易获得零电压的开关条件，因此变换器空载损耗主要包含一些和负载电流关联较小的损耗成分，如集成磁件的铁芯损耗、绕组扩散磁通损耗、副边同步整流导通损耗等。在空载下测得设计1的损耗为1.3W，设计2的损耗为1.06W，表明设计2虽然增加了一部分气隙扩散磁通损耗，但由于电流零纹波减小了副边同步整流管的损耗，则整体的轻载电路损耗仍然较小。

图6为满载输出电流10A的实验波形，测量的波形自上而下和图5所示相同。由于在重载下，线路的阻抗压降增加，使得驱动电压的占空比增加。原设计2在轻载下可以获得零纹波，而由于负载引起占空比的增加而使得式(6)关系无法满足，输出电流io存在一定的纹波，并且纹波的特征发生明显变化，即电流在原来的驱动电压下出现反方向变化。

图6 输出电流10A的实验波形Fig.6 Experimental waveforms as output current being 10A

设计1和设计2的实测效率分别对应图7的曲线①和曲线②。由于主开关管和箝位开关管采用互补驱动芯片的驱动死区为500ns，使得副边同步整流管的体二极管续流时间较长。因此，设计2在轻载下可以获得较高的效率，但是重载效率略有降低。

图7 效率曲线Fig.7 Efficiency curve

6 结论

采用集成磁件等效电路模型对两种磁集成有源箝位正激变换器的工作原理进行研究，能够更加直接地观察出输出电流纹波减小及零纹波的内在特征，获得如下结论:

(1)揭示了输出电感电流纹波减小的内在机理可以用纹波转移概念来理解，将表现在原来输出电感绕组上的电流纹波通过耦合转移到集成磁件的等效电感上。

(2)提出在副边绕组匝数等于电感绕组匝数，即Ns=NL，磁集成正激变换器二可以通过改变副边绕组Ns所在磁柱的磁阻Rs，实现电流纹波转移，减小输出电流纹波，并获得实验验证。

(3)零纹波设计会使得集成磁件的磁芯复位电流增加，原边主开关容易实现零电压开通;当副边同步整流管采用自驱动方式，零纹波设计将影响功率变换器的驱动死区时间。

(4)由于零纹波的实现条件和工作占空比紧密相关，线路存在阻抗，当输出负载电流变化，会改变占空比，进而影响输出电流纹波。

［1］陈乾宏，冯阳，周林泉，等 (Chen Qianhong，Feng Yang，Zhou Linquan，et al.).输出纹波最小化有源箝位正激磁集成变换器 (Active forward converter with integrated-magnetics and the minimum output ripple current)［J］.中国电机工程学报 (Proceedings of the CSEE)，2009，29(3):7-13.

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［6］陈乾宏 (Chen Qianhong).开关电源中磁集成技术的应用研究 (Research on the application of the magneticsintegration techniques in switching power supply)［D］.南京:南京航空航天大学 (Nanjing:Nanjing University of Aeronautics and Astronautics)，2001.