超高分辨率机载SAR宽带激励源设计与实现

贾颖新*①② 王岩飞①



超高分辨率机载SAR宽带激励源设计与实现

贾颖新王岩飞

(中国科学院电子学研究所 北京 100190)(中国科学院研究生院 北京 100049)

针对分辨率优于0.1 m的机载合成孔径雷达(SAR)系统，该文设计实现了中心频率14.8 GHz，带宽3.2 GHz的宽带线性调频(LFM)激励信号源。详细介绍了技术方案的选择，关键技术的实现，并对产生的宽带调频信号进行了详细的测试与分析。该信号源作为机载SAR系统中子系统的一部分，完成了飞行试验，并获得了分辨率优于0.1 m的雷达图像，验证了该方案设计和技术实现的有效性。

合成孔径雷达；激励源；宽带；线性调频

1 引言

国际上对高分辨率成像技术的研究一直是合成孔径雷达(Synthetic Aperture Radar, SAR)领域重要的技术发展方向之一，分辨率已经从最初的几十米提高到分米量级。目前，能够实现0.1 m分辨率的合成孔径雷达系统主要有：美国Sandia国家实验室研制的MiniSAR系统，德国高频与雷达技术研究所FGAN-FHR研制的PAMIR(Phased Array Multifunctional Imaging Radar)系统和法国宇航中心ONERA研制的RAMSES(Radar Aeroporte Multi-Spectral d’Etude des Signatures)系统。众所周知，合成孔径雷达距离分辨率由雷达信号带宽决定，要实现高分辨率的雷达图像，产生符合系统要求的宽带雷达激励信号是其中的关键技术之一。近年来发展了一种合成带宽技术的雷达体制，其基本思路是发射多个具有一定子带带宽的chirp脉冲信号，中心频率以一定步长提高，然后在数字域进行频带合成得到全带宽合成信号，实现更高的距离分辨率。这种体制的雷达结构复杂，而且由于各子带信号幅相失真以及子带之间同步性的差异会导致子带信号频带间的相干性下降，影响合成的结果。

本文针对分辨率优于0.1 m的SAR雷达系统，介绍了单通道的宽带激励雷达信号源的设计与实现，信号源采取数字中频和倍频相结合的技术方案，产生激励信号的中心频率14.8 GHz、带宽3.2 GHz，该信号源结构简单，并且具有较高的频谱纯度和较低的相位失真，经过幅相预失真补偿后能够得到接近理想线性调频信号的脉冲压缩特性，这就彻底避免了在发射端合成宽带激励信号所带来缺点和不足。该激励信号源作为超高分辨率机载SAR的一部分，完成了飞行试验，获得了分辨率优于0.1 m的雷达图像，验证了设计的有效性。

2 系统设计与实现

宽带激励信号源主要由数字调频源和频率扩展组件两部分组成，如图1所示。其中，数字调频源利用数字方法产生数字线性调频信号，该信号通过幅相预失真调理后送入频率扩展组件。频率扩展组件主要完成对调频信号带宽的扩展和上变频，将信号带宽增至系统要求的3.2 GHz，并且将信号搬移到Ku波段。下面分别对这两部分进行详细阐述。

2.1 数字调频信号的产生

目前利用数字技术产生LFM信号的方法主要有两种：直接数字合成法(Direct Digital Synthesis, DDS)和波形存储直读法(Direct Digital Waveform Synthesis, DDWS)。DDS法由于存在相位截断，会引入了大量的杂散频率分量，不同的输出频率所产生的杂散信号亦不相同，而波形存储直读法不存在 相位截断，从产生信号的谱质上来讲DDWS法优于DDS法。针对目前所要研制的宽带调频信号源，由于采样时钟频率的限制，不可能直接产生3.2 GHz带宽的LFM信号，所以需要频率扩展组件来完成信号带宽的扩展和变频。而频率扩展过程不可避免会对LFM信号产生一定的幅相失真，这会直接影响脉冲压缩效果，影响成像质量，这就需要对扩频系统的幅相失真进行有效补偿，DDWS法能够有效完成幅相预失真补偿的工作，而DDS法无法实现。

经过综合考虑，数字调频源采用DDWS法产生单路数字中频LFM信号，信号中心频率为115.625 MHz，带宽25 MHz。该数字调频源采样时钟为1.2 GHz。具体原理框图及实物图如图2所示。

该数字调频源主要由5个功能模块组成，分别是电源模块、控制模块、时钟信号处理模块、FPGA模块、D/A模块。外部的时钟信号作为整个模块的系统时钟，在PRF信号到达后，地址产生器产生连续地址信号，驱动ROM把储存的数据发送给D/A，由D/A转换成低频LFM信号输出。

图1 宽带激励信号源原理组成框图

图2 数字调频源原理及实物图

图3为该数字调频源产生的数字中频LFM信号的时域和频域特性曲线，信号的脉宽为8ms，信号带宽为25 MHz，频谱包络接近理想LFM信号。

利用示波器采集该LFM信号后利用matlab进行分析，图4(a)为时域相位特性，其中虚线为同频标准LFM时域相位特性，实线为采集的数字中频信号时域相位特性。图4(b)为两者的差值，即信号的时域相位误差，可见相位误差在0.02 rad以内，具有很好的相位线性度。

2.2 频率扩展组件设计

频率扩展组件主要完成对低频窄带LFM信号的带宽的扩展以及上变频为Ku波段。这里采用的技术实现方案主要有两种：“正交调制+倍频/混频”技术和“数字中频＋倍频/混频”技术。

“正交调制＋倍频/混频”技术是首先通过数字技术产生相位正交的I /Q两路基带信号，通过模拟正交调制产生中频LFM信号，再经过倍频/混频进行频谱扩展和变频。在实际情况下，由于正交调制器的非理想特性，导致经过调制后的LFM信号中均存在一定的载频泄漏和镜像频率分量，这些杂散分量再经过倍频或混频过程时，会相互叠加，进一步的扩大，而且很多的杂散分量会落入工作频带之内不能通过滤波器滤除，最终严重恶化输出信号谱质。图5是利用“正交调制＋倍频/混频”技术来实现Ku波段宽带激励信号源的原理图。

首先通过正交调制，利用925 MHz本振产生925±200 MHz的中频LFM信号，然后经过16倍频(内部包含滤波及放大)后，得到14.8±1.6 GHz的宽带LFM信号。所利用的模拟正交调制器性能优良，镜像频率抑制度大于40 dBc, 载波泄漏抑制度大于40 dBc。最终得到LFM信号频谱如图6所示。

图3 数字中频信号时频特性

图4 数字中频信号时域相位特性

图5 正交调制+倍频/混频原理图

能够明显看到中心频率处的本振泄漏，同时带内由于存在杂散分量而导致谱线较为杂乱。本振泄漏会导致后端发射机饱和，而有用信号增益被抑制不能得到有效的放大。带内杂散严重影响信号谱质，恶化脉冲压缩，导致成像分辨率变差，所以该信号不能满足系统应用要求，最终选择了“数字中频＋倍频/混频”技术。

图6 Ku波段宽带LFM信号频谱实测图

“数字中频＋倍频/混频”技术是由基带调频源产生单路数字中频信号，然后通过直接倍频/混频得到系统要求的宽带激励信号。该技术避免了正交调制器带来的载频泄漏和镜像分量，也就避免了这些因素带来的谱质恶化，其具体原理如图1所示。数字调频源采用波形存储直读法产生单路数字中频LFM信号，信号中心频率为115.625 MHz，带宽25 MHz，然后通过频率扩展组件，其中采用了7次2倍频技术对数字信号源产生的信号进行频谱扩展，最后输出中心频率14.8 GHz，带宽3.2 GHz的LFM信号。具体实物图如图7所示。

图7 宽带激励源实物图

3 关键技术分析与解决

3.1杂散分析

下面分别对数字调频源和频率扩展组件的杂散抑制问题进行详细分析和说明。

数字调频源位于整个系统的最前端，其杂散抑制性能的好坏直接影响到最终输出信号的谱质，对系统性能的实现起着非常关键的作用。可以通过以下几点提高中频LFM信号的信杂比。

(1) 在满足采样定理的基础上对信号进行过采样，提高信号信噪比。本文设计的数字调频源采样率为1.2 Gs/s，远高于所产生的中频LFM信号的最高频率。

(2) 提高数字调频源上D/A的输出位数。本文设计的D/A位数为10位。

(3) 具有良好的屏蔽和接地，防止信号串扰泄漏。

(4) 合理选择数字调频源输出带通滤波器，在保证信号带内相位线性度的同时，有效滤除带外的谐杂波分量，使得带外谐杂波抑制度达到70 dBc以上。

产生带内某单点频信号可以较为清晰有效的测试数字调频源输出的有用频带内及附近产生的杂散信号情况。图8为数字调频源产生115.625 MHz单点频信号的输出频谱。可以看到在±50 MHz的频域跨度内杂散抑制度大于75 dBc。

图8 频域杂散特性实测图

频率扩展组件内部的工作频率从L波段一直到Ku波段，器件间的失配、放大器的自激、信号之间的串扰等都是杂散信号产生的主要来源，通过引入隔离器和衰减网络等方式能够改善匹配。根据器件的S参数，利用全波电磁仿真软件设计匹配网络进一步改善器件的驻波特性。

同理，在输入信号的工作频带内选取若干离散点频，利用频谱分析仪测量对应输出的点频信号，可对整个频率扩展组件的杂散特性进行定量的测量和标定。针对本文设计的频率扩展组件部分。这里给出3个频点的测试结果，在输入端分别灌入点频，对应输出分别为。输出信号频谱如图9。经过测量可以看到倍频链的杂散抑制度大于65 dBc。这里需要说明的是由于输入点频经过了7次倍频，相位噪声会进一步恶化，所以反映到最终的输出谱线上会发现点频谱线底部变粗，实际上是近端相噪抬升所致。

3.2相位噪声分析

相位噪声也是衡量宽带LFM信号谱质纯度的主要指标之一。本文设计的调频信号源最终输出信号的相位噪声主要取决于数字调频源产生信号的相位噪声和频率扩展组件中倍频环节对相噪的恶化。

数字调频源产生的信号相噪主要是由输入采样时钟相位噪声和D/A芯片基底噪声共同决定的。从工程经验上来说，D/A输出信号实际上是采样时钟信号的“分频”信号，在去除D/A芯片基底噪声影响的前提下，D/A输出“分频”信号的相噪相对于采样时钟相噪减小量为，其中为输出信号频率，为采样时钟频率。当D/A芯片固有基底噪声远低于此“分频”后的信号相位噪声时，D/A产生信号的相位噪声主要由采样时钟“分频”后的相位噪声决定；当D/A芯片基底噪声近似等于此“分频”后的相位噪声时，D/A产生信号的相位噪声为“分频”后的相位噪声恶化3 dB；当D/A芯片基底噪声远高于此“分频”后的相位噪声时，D/A产生信号的相位噪声要高于于芯片的基底噪声。

表1给出了本文所设计的数字调频源采样时钟1.2 GHz的相噪和所用D/A芯片的噪声基底，根据上述方法得到输出点频为115.625 MHz时信号的相位噪声。同时图10给出了该点频信号实际相噪测试曲线。

可以看到，测试与经验计算结果基本吻合。数字调频源所用D/A的噪声基底要低于采样时钟“分频”频率的相噪，那么其输出信号的相位噪声主要由输入采样时钟相噪决定。为了提高数字调频源输出信号频谱纯度，需要利用高稳定度频率源产生采样时钟信号。

频率扩展组件主要由倍频环节组成，倍频环节对信号的相位噪声理论上具有的恶化，其中为倍频次数。为了分析频率扩展组件对信号相位噪声的恶化程度，搭建了图11实验平台。

为了能够定量测试倍频通道对信号相噪的恶化程度，利用安捷伦微波信号源E8257D在倍频链输入端分别灌入3个频点，3个频点均匀分布在倍频链要求的输入信号频带内，频率分别为：= 103.125，对应输出分别为。

图9 宽带调频源输出点频频谱实测图

表1 D/A输出相位噪声计算表

图10 频点相位噪声测试结果

图11 相位噪声测试实验台搭建

首先利用图11(a)测试信号源E8257D输出各个点频的相位噪声，然后再利用图11(b)测试每个输入点频对应的输出点频的相位噪声，两者的差值即为通道相噪恶化。将测试结果总结为表2所示。

宽带倍频链对于输入点频相位噪声恶化理论上为42 dB(=128)，表2中测试结果表明本文所设计的倍频链对于相噪的恶化基本在理论值附近变化。

表2倍频通道相位噪声测试表

Tab. 2 Phase noise deterioration calculation for the frequency multiplier chain

3.3系统幅相失真分析

由于整个频率扩展组件中涉及到倍频、滤波、放大等诸多的环节，在宽带条件下，很难保证整个系统具有理想幅相特性，这些环节将不可避免引入幅相失真。为了得到高质量的宽带LFM信号，需要对系统幅相失真进行补偿。

目前的宽带调频源，在数字部分采取波形存储直读技术，可以根据测量所得的系统幅相失真建立系统校正函数，再将校正函数融合到数字调频源中，达到失真补偿的目的。

根据线性调频信号的时频对应关系，在线性调频信号的时带积远大于1时，其时域幅相误差与其频域误差成比例。本文采用一种时域幅相失真补偿技术来完成宽带LFM信号的幅相预失真。对于一个理想的倍频系统，可以采用时域乘法模型模拟。设输入理想LFM信号为

由上式可见，输出信号的时域幅度包络为基带信号的次方，输出信号的时域相位倍增了倍，线性调频率变为。结合本文设计的宽带调频源，=115.625 MHz,=128。

根据线性系统理论，对于实际的倍频系统，可以近似等效为一个理想倍频系统和一个带有幅相误差的线性系统的级联。结合本文设计的宽带系统，可以用图12来等效，时域幅相补偿是基于此模型进行的。

具体的时域预失真校正过程是：首先，向数字调频源内存中写入标准理想LFM信号，利用高速数字信号分析仪采样输出的LFM信号，在时域提取系统的幅度误差函数和相位误差函数。然后，根据幅相误差函数，对理想的带宽为3.2 GHz的基带LFM信号进行预失真校正。设带宽为3.2 GHz的理想基带LFM信号为

(4)

之后，将校正后的宽带LFM信号进行“分频”映射到带宽为25 MHz的基带LFM信号上，即基带LFM信号为

最后，将经过预失真校正的基带LFM信号进行降采样，并经过数字正交调制到中频本振115.625 MHz上，得到经过幅相预失真的数字中频信号，将该信号写入数字调频源内存中。完成了幅相预失真补偿工作。

4 系统测试结果与分析

为了能够准确提取系统的幅相误差，这里采用安捷伦公司的DSA-X系列高速数字信号分析仪对Ku波段宽带LFM信号进行直接采集分析，采样率为80 Gs/s。

当数字调频源产生标准LFM时，最终输出的Ku波段宽带信号时频分析结果如图13所示。

经过系统幅相预误差校正后，实际输出的Ku波段宽带信号经过示波器采样后时频分析结果如图14所示。

为了验证幅相校正的有效性，将激励信号和标准LFM信号进行匹配压缩。在未经过幅相误差预校正时，如图13(b)，信号的幅度平坦度在±1 dB以内。图13(c)为宽带信号时域相位与标准LFM信号时域相位之差，可见信号相位误差由中心向两边逐渐恶化，这正与倍频链路中的带通滤波器的相位特性一致。由于相位误差很大，所以导致与标准LFM信号匹配滤波后形成多个虚假目标(虚线为标准脉冲压缩结果)，如图13(d)所示，这样的脉冲压缩结果根本不能满足系统指标要求。

图12 宽带倍频系统线性模型

在经过幅相误差预校正之后，宽带LFM信号的幅相特性得到了很大的改善。幅频特性如图14(b)所示，最终信号的幅度平坦度在±0.5 dB以内。相位误差如图14(c)所示，最终信号的相位误差控制在±0.2 rad以内。得到脉冲压缩结果如图14(d)所示，与虚线所示的标准脉压结果基本吻合，说明宽带调频信号源通过幅相误差校正后得到了近似理想的脉压特性，能够保证系统的分辨率要求。

5 结束语

为了实现分辨率优于0.1 m的合成孔径雷达系统，本文介绍了中心频率14.8 GHz，带宽3.2 GHz的宽带线性调频源的设计过程。详细阐述了系统的设计方案，并对设计过程中的关键技术问题如信号的杂散抑制、相位噪声以及系统的幅相失真补偿等进行了详细说明，最后给出了信号测试结果。实验表明该宽带调频源满足系统性能要求，为超高分辨率合成孔径雷达宽带调频信号源的研发提供了一条有效的技术途径。

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Design and Implementation of Wideband Exciter for an Ultra-high Resolution Airborne SAR System

Jia Ying-xinWang Yan-fei

(Institute of Electronics, Chinese Academy of Sciences, Beijing 100190, China)(Graduate University of Chinese Academy of Sciences, Beijing 100049, China)

We designed and implemented a wideband Linear Frequency Modulated (LFM) pulse compression exciter with 14.8 GHz carrier and 3.2 GHz bandwidth based on an ultra-high resolution airborne SAR system with a better than 0.1 m resolution. The selection of a signal generation scheme and some key technique points for wideband LFM waveform are presented in detail. Then, an acute test and analysis of the LFM signal are performed. The final airborne experiments demonstrate the validity of the LFM source, which is one of the subsystems in an ultra-high resolution airborne SAR system.

Synthetic Aperture Radar (SAR); Exciter; Wideband; Linear Frequency Modulation (LFM)

TN958

A

2095-283X(2013)01-0077-09

10.3724/SP.J.1300.2013.20100

贾颖新(1980-)，男，河北迁安人，2005年于南开大学获硕士学位，现为中国科学院电子学研究所助研，在读博士生，主要研究方向为合成孔径雷达宽带收发系统设计及应用研究。E-mail: yingxinjia@gmail.com

王岩飞(1963-)，男，博士生导师，研究员，现任中国科学院电子学研究所航空微波遥感系统部主任。研究领域为信号处理和微波成像技术。E-mail: yfwang@mail.ie.ac.cn

2012-12-17收到，2013-01-23改回；2013-01-30网络优先出版

中国科学院知识创新项目(KGOX2-SW-414)资助课题

贾颖新 yingxinjia@gmail.com