基于光电振荡环路的三分之四倍频系统

许向前 康晓晨 刘世峰

（1.中国电子科技集团公司第十三研究所 河北省石家庄市 050001）

（2.南京航空航天大学电子信息工程学院 江苏省南京市 210016）

1 引言

倍频系统广泛应用于现代通信系统、雷达系统等领域，极大程度提高了系统带宽，拓展了系统应用场景。传统的电域倍频器主要有晶体管倍频器[1]、变容二极管倍频器[2]和阶跃恢复二极管倍频器[3]等。利用非线性电路产生高次谐波或者利用频率控制回路即可构成倍频器，使用压控振荡器和控制环路使压控振荡器的振荡频率严格锁定在输入频率的整数倍也可构成倍频器。但会产生不可避免的倍频噪声，倍频次数越高，相应噪声越大，同时可能会出现相位失锁等问题。为了克服电域倍频的缺点，人们提出了光域倍频技术。该技术以光外差原理为基础，通过对驱动信号的幅度相位及电光调制器的偏置点予以控制，产生相干高阶边带，再通过光电探测器拍频即可得任意俩边带频率差信号。该方案无需使用锁相环及光注入锁定等技术，大大降低了对器件的需求，性价比很高。同时基于微腔也可实现倍频输出，可有效解决倍频频率间隔过窄的问题[4]。但上述方案均存在倍频相噪恶化的问题，且均为整数阶倍频，在特定情况下难以满足高质量微波信号输出需求。

基于此，本文提出一种基于光电振荡环路的三分之四倍频系统，第一次实现了分数阶倍频，同时具有大带宽、低噪声、低杂散、对外部干扰小、可小型化等优点。

2 理论分析

基于光电振荡环路的三分之四倍频系统原理框图如图1所示。待倍频信号ω1经微波源产生并注入电光调制器，激光器输出的光载波经偏置在最大点的马赫增德尔调制器产生载波和偶数阶边带最大的已调信号，经FBG等装置滤除光载波后注入光电振荡环路，MZM2工作在最小传输点产生载波和偶数阶边带被抑制而奇数阶边带最大的调制信号。由于环路振荡需满足巴克豪森准则，设环路存在的噪声信号频率为ωi，则MZM2会产生2ω1-ωi、2ω1+ωi、-2ω1+ωi和-2ω1-ωi，相互拍频再经窄带滤波器后，仅留下和-2ω1+ωi和2ω1-ωi拍频所得频率分量，该分量再次注入MZM2，则该分量应与原本注入MZM2的噪声分量ωi一致。因此，(2ω1-ωi)-(-2ω1+ωi)=ωi，ωi=4/3ω1，实现了对待倍频信号的三分之四倍频。这一动态的振荡建立过程大致如下：当外部无待倍频信号注入时，由于MZM2处于载波抑制点的缘故光电振荡器无法维持振荡。当有外部源注入后，环路中噪声信号开始与注入信号做调制混频。由于噪声信号的随机和广谱性，理论上存在一噪声信号满足上述方程，则该信号得以通过窄带滤波器再次进行调制。由于放大器每次对环路信号的放大作用，加之合理调节电移相器，该信号会逐渐增强。经过有限次信号循环后，满足环路起振条件的信号越来越少，直至该三分之四倍频信号成为唯一信号，最终实现三分之四倍频的稳定振荡。

MZM2射频口的注入信号应满足：

其中，Iout(t)为注入MZM2射频信号，Ein为激光器强度信号，J1(m)、J2(m)为相应调制器的雅克比展开，m为调制系数，ω1、ωi为加载到MZM1和MZM2上的射频信号频率，φ1、φi为相应的相位值，为加载到MZM1和MZM2上的射频信号幅度。

图2：光电振荡环路内光谱

系统稳态条件推导得：

3 实验结果

由于DPMZM产生的二阶边带信号功率更大，调制器MZM1采用DPMZM；由于FBG较难以完全滤除光载波，采用Waveshaper滤除光载波信号。为增加注入光电振荡环路的光信号功率，采用掺铒光纤放大器，该放大器只增加了系统的ASE噪声，对分倍频实验相噪对比无影响。实验测得的三分之四倍频系统环路内光谱如图2所示。

图3：11.6GHz倍频信号频谱

图4：输入信号与倍频信号相位噪声

将8.7GHz信号注入到基于光电振荡环路的三分之四倍频系统中，5GHz与1MHz带宽范围内观测频谱如图3(a)(b)所示，产生11.6GHz的三分之四倍频信号。

测得输入信号与倍频信号相位噪声如图4所示，两信号在10kHz频偏处相位噪声差2.9dB，与理论的2.5dB大致吻合。

图5：三分之四倍频系统的可调谐

对系统可调谐进行了研究，实现了11.2～11.8GHz步进为0.2GHz的频率可调谐，功率平坦度不多于0.4dB，初步实现了三分之四倍频系统的频率可调谐。实验结果如图5所示。

4 实验分析

环路光谱理论上应为经MZM1产生的四倍频信号被抑制，而MZM2调制的奇次载波最大。但实验过程中发现，在四倍频信号与奇次载波幅度大致相近时效果较佳。原因是环路潜在振荡信号与四倍频信号拍频时四倍频信号幅度较大才能拍出较大的ωi信号以使环路维持振荡。产生的11.6GHz信号边模杂散抑制比为59.4dB，是因为将RBW与VBW设置过大导致测试噪底较高。原始8.7GHz信号与倍频后的11.6GHz信号1kHz频偏处相位噪声差2.9dB，与理论中的2.5dB略有差距，是因为加入的EDFA的ASE噪声或微波放大器与滤波器的频点响应不同所致，对三分之四倍频的数值佐证无太大影响。带内功率平坦度差距，抖动的原因是由于微波放大器和滤波器的不同频点响应不同。

5 结论

提出的三分之四倍频实现了8.7GHz输入信号，三分之四倍频为11.6GHz的倍频输出信号，系统杂散抑制比为59.4dB。与待倍频信号相比，10kHz频偏处相位噪声恶化2.9dB，与理论的2.5dB相吻合。同时进实现了11.2-11.8GHz步进为0.2GHz的频率可调谐。基于光电振荡环路的三分之四倍频系统具有分数阶倍频、大带宽、低噪声、低杂散、可小型化、对外界干扰小等优点，可有效解决特定情况下分数阶倍频的使用需求，因此可应用于现代通信系统、雷达系统等领域。