低压大电流移相全桥开关电源的研究

2012-10-13丁稳房郜佳辉章子涵

湖北工业大学学报 2012年2期

丁稳房，郜佳辉，杨刚，章子涵

（湖北工业大学电气与电子工程学院，湖北武汉430068）

由于电力电子技术的快速发展，低压大电流直流电源开始越来越多地应用到实际当中去，又由于移相全桥技术可以降低功率开关管的开关损耗，提高变换器的效率以及容易实现软开关等优点，因此移相全桥电路在大功率直流电源中成为首选拓扑结构.移相全桥软开关电路分为零电压开关（ZVS），零电流开关（ZCS），零电压零电流开关（ZVZCS）三种类型［1－3］.相比较而言，移相全桥ZVS电路因为其工作简单可靠，不需要加辅助电路等优点，比较适用于大功率低压大电流的工作场合中.本实验装置采用的是移相全桥ZVS PWM直流变直流技术，其输出电压28.5 V，额定输出电流350 A，本文给出了整个硬件系统框图，主电路参数设计，PWM波相关的硬件设计，最后给出了实验波形.

1 系统框图

系统框图见图1.

图1 硬件系统框图

三相电经过12脉波自耦变压器整流出来的电流只含有n次谐波量，n＝12k±1（k＝1，2，…），减小了输入电流的总谐波含量（THD），提高了系统的兼容性，并且大大减小了12脉波自耦变压器的体积容量.高频变压器采用的是损耗值比较低的铁氧体材料，为了减少开关损耗.输出的电压和电流经过采样后到DSP28335控制板，经过AD转换，再通过SPI进行板间通讯，把数据送到面板显示.

2 关键参数的设计

移相全桥ZVS变换电路见图2，下面对其中的几个重要参数进行设计计算.

图2 移相全桥ZVS变换电路

2.1 高频变压器的设计

高频变压器设计要求如下：额定输出功率为10kW，允许短时间过载100%（一般为2 min左右），输入三相交流电的电压波动范围为380 V×（1±10%），也就是在342～418 V之间，开关频率为20 k Hz，额定输出直流电压为28.5 V，根据这些要求高频变压器铁芯选取了E28尺寸的R2SKB铁氧体铁芯，根据下面的公式求高频变压器的原边匝数其中：Vin为高频变压器的直流输入电压，在这里取最大直流输入电压；K为波形系数，波形系数是指有效值与平均值之比，如果是方波一般为4；fs为开关工作频率（20 k Hz）；Bw为变压器的工作磁通密度，一般取它的最大工作磁通密度0.28 T；Ae为铁芯有效截面积，m2，Ae＝AS×Ke，Ke＝0.97；将参数代入式（1）中可得

由于原边是6个变压器串联，在这里就取每个变压器的匝数为6匝.为了提高高频变压器的利用率，减小原边电流以减小开关管的电流应力，降低输出整流块恢复二极管（FRD）的电压应力，从而减小功率损耗，高频变压器的原边与副边的匝数比应尽量大些，但是为了在任何时刻都能得到所要求的输出电压，需要利用高频变压器的副边输出的各种损耗和变压器副边的最大占空比Dmax来计算高频变压器副边的最大输出电压值

其中：V0为输出电压值；VD为整流输出块恢复二极管上的通态损耗；VL为输出滤波电感上的电压损耗；VR输出电流在输出电缆上的压降损耗.并根据最小输入电压Vin（max）来决定变压器的副边匝数.

直流电源输出为28.5 V，假设整流输出二极管的通态压降为2 V，输出滤波电感上的电压损耗为1 V，输出电流在输出电缆上的压降损耗为2 V，变换器的最大占空比为0.85，把这些参数代到式（2）中可得

变压器的原边与副边的匝数比关系如下：

由此可得变压器的副边匝数

又由于移相全桥电路的滞后臂工作时占空比丢失比较大，所以取副边匝数为4匝，按以上参数设计的6个变压器实测原边总漏感为12μH.

2.2 超前桥臂谐振电容的设计

为了实现DC／DC变换器的超前桥臂和滞后桥臂的ZVS软开关，需要根据DC／DC变换器的开关频率和死区时间来确定直流变换器的超前桥臂和滞后桥臂的并联电容和变压器原边串联谐振电感.

在移相全桥的超前桥臂工作过程中，输出滤波电感Lf和谐振电感Lr串联，用来抽取超前桥臂上的并联电容的能量以实现ZVS软开关，由于原边等效电感L＝Lr＋K2×LfLr，所以在超前桥臂工作过程中原边等效电感值很大，它的电流可以近似不变，类似一个电流源，为了实现超前臂的ZVS，必须要让Q1驱动信号和Q3驱动信号的死区时间大于超前桥臂上的并联电容的充放电时间，并联电容电压减少量为

t01是指超前桥臂的并联电容放电由电源电压降到0 V时所需的时间.要实现超前臂的零电压开通，必须要让Q1驱动信号和Q3驱动信号的死区时间Td大于并联电容的放电时间t01，所以要满足

才能保证零电压开通.由公式可得，如果原边电流变得很小的话，C3的电压放电到零的时间将变得很长，当t01＞Td时，将会失去零电压条件，所以选择C1和C3的电容值要根据死区时间和要求实现零电压开关的负载范围来确定.

由于使用的开关器件是IGBT，所以死区时间不能设置太小，在这里设置超前臂死区时间为2.5μm，DC／DC变换器在大于10%的额定电流能实现零电压开关，即原边电流I1大于4 A能实现零电压开关，在轻载状态下输入的直流电压为530 V，将这些数据带入式（3）得

因为C1＝C3，在这里取C1＝C3＝4.7 n F，采用的电容是4.7 n F／600 V的CBB聚苯电容.

2.3 滞后桥臂谐振电容和谐振电感的设计

在滞后桥臂工作的过程中，由于变压器副边上的两个二极管DR1和DR2同时导通，致使变压器原边绕组短接电压为0，所以使得原边等效电感就只是LrL＝Lr＋K2×Lf，这就使得滞后桥臂的等效电感远小于超前桥臂的等效电感，因此原边电流就不能看成电流源，而且电流变化大.所以滞后桥臂比超前桥臂难实现零电压开通，要想实现滞后桥臂的零电压开关，要满足以下两个条件.

1）串联的谐振电感储存的能量要大于滞后桥臂的电容的储存能量，即

其中CTR为变压器的寄生电容，它的值很小，所以上式可以简化为

Clag为滞后桥臂的并联电容的平均值，且

2）滞后桥臂的死区时间应小于等于谐振周期的四分之一，公式如下：把上式变形一下可得

根据这两个约束条件和滞后桥臂大于10 A时能实现零电压开关，就能确定出谐振电感Lr和并联电容Clag的参数值.

由上述约束条件可得

把以知的参数代入公式（4）中

由于C2＝C4，在这里取Clag＝22 F.由于滞后桥臂的并联谐振电容为22 F，从而可以根据式（5）来确定

由于高频变压器的原边总漏感为12μH，所以谐振电感值为45.6μH.在实际的调试过程中，最好把谐振电感设计成可调的，以便让其电感值根据实际的电路来确定.

3 PWM硬件电路设计

下面主要给出PWM的硬件控制电路和过压过流保护电路，PWM的硬件功能框图和硬件电路如图3.DSP28335输入输出口都是3.3 V，而在设计故障封锁电路时用到的是集成与门CD4081，CD4081的工作电压分别在5 V、10 V、15 V，当工作电压是5 V时，只有当输入电压最低为3.5 V才默认为高电平，所以需要把3.3 V转换成5 V，这里用的电平转换芯片是SN74 ALVC164245，它是16位2.5 V转为3.3 V或者由3.3 V转为5 V电平的带三态门输出的移位收发器，在这里用的是3.3 V转为5 V电平.硬件电路见图4.

电路中2 OE接地，而2DIR接3.3 V，数字2表示第二路，由图4可知只用到第二路，当2 OE为低电平，2DIR为高电平时，A端口处于高阻态，B端口是使能的，所以信号是从A端口到B端口，也就是说PWM波处于输出状态.故障封锁信号如图5所示.

图5 故障封锁电路

在正常情况下，故障信号BLOCKALL是高电平1，当有故障发生时故障信号BLOCKALL就为低电平0，在更4路PWM相与使得4路输出为0，就把PWM波封锁了.由于故障信号BLOCKALL牵扯的电路篇幅太大，所以这里给出硬件功能框图以说明硬件设计思想（图6）.

在这里需要解释的是：如果有故障信号过来，经过RS触发器后为高电平5 V，高电平5 V是接到三极管的基极来控制三极管的开通，故障显示的电路用的是三极管的共发射极，接法相当于一个开关.所以当信号来时，三极管导通相应的故障灯就亮了.RS触发器出来的故障信号经过集成或门CD4075，是尽量把这么多故障信号转换成一个总的故障信号，再经过一个非门CD4011把故障电平信号反一下变为低电平0，当有故障发生时，也就得到故障信号BLOCKALL为低电平0；没有故障发生时，故障信号BLOCKALL为高电平1.比较电平转换的电路如图7所示.

在调试过程中，PWM波参考电压QDVF信号为1 V，PWM波信号QDONE在正常工作时电压有效值为2.1 V，经过比较器L M311出来的电压信号最大为15 V，因为比较器L M311的偏置电压给的是15 V，这样就把PWM波最大为5 V的信号变成15 V的信号，这里只给出一路PWM波信号，其余三路与此相同.这里出来的PWM波到了IGBT驱动板，再由IGBT驱动板驱动IGBT使其工作.

4 实验波形

在调试过程中发现高频变压器的原边电压上的尖峰很高，图8是当阻性负载为350 A时的波形，电压尖峰将近400 V，这是谐振电感感应的电压尖峰.为了减小电压尖峰，在谐振电感的两端并上一个耐压值为1 200 V的快恢复二极管，电压波形从图9可以看到，在阻性负载为350 A时的变压器的原边电压尖峰只有100 V，电压尖峰消减了300 V，说明此处加上快恢复二极管能起到很好的作用.

图10给出的是IGBT的超前桥臂驱动波形，正电压为15 V，负电压为－10 V，负电压是为了让IGBT有效地关断，从图10可以看出，超前臂Q1和Q3的驱动信号相反，不存在直通情况.

图11是超前桥臂Q1的GE，CE电压波形，1是驱动信号，2是IGBT的CE的电压波形，由此图看出，当驱动信号关断时，IGBT的CE电压由0开始慢慢上升实现了零电压关断，当驱动信号打开时，IGBT的CE端的电压几乎为0，实现了零电压开通，带轻载时都能实现零电压开通，根据式（3）可知，重载时更容易实现零电压开通.