改进型空间矢量控制策略在APF上的研究

2012-10-13廖冬初

湖北工业大学学报 2012年2期

洪捷，廖冬初

（湖北工业大学电气与电子工程学院，湖北武汉430068）

有源电力滤波器是一种动态补偿电网谐波，改善电能质量的电力电子装置，其主要功能是逆变出一个和电网中谐波幅值大小相等、极性相反的谐波电流，来抵消电网中的谐波电流［1］.笔者主要研究逆变谐波的控制策略.目前比较成熟的控制方法有电流滞环、载波控制、空间矢量等控制策略.本文通过分析电流滞环和空间矢量控制的优缺点，讨论了一种将电流滞环和空间矢量相结合的改进型空间矢量控制方法，以达到减小开关频率，提高控制精度的目的.

1 改进型空间矢量控制策略

1.1 电流滞环控制策略

以图1中逆变电路的a相为例说明电流滞环的基本控制思想.令Δica为指令电流i＊ca与实际电流ica之差.如果Δica＞0，则本周期实际电流值小于指令值，因此实际电流要增大，即在下一个周期时，主电路中的V1要导通，来增大实际电流使其趋于指令值.反之，Δica＜0，则本周期的实际电流值大于指令值，因此实际电流要减小，即在下一个周期时，主电路中的V4要导通，来减小实际电流使其趋于指令值.同理，b相和c相的控制思想相同.

上面是在环宽为0的情况下讨论的.现设环宽为H，H 越大，则主电路的开关频率越低，控制精度越低，H越小，则主电路的开关频率越高，控制精度越高.但H 太小，会使开关频率过高，加大开关损耗，甚至损坏开关.

图1 电压并联型有源电力滤波器原理图

在全数字控制系统中，常采用定时电流滞环控制策略［2］，即每隔一个相同的时间间隔，才对电流进行一次判断.在一个开关周期中，开关管只有两种工作状态，即整个周期导通或整个周期关断.在开关频率较低的情况下，会导致较大的电流增量，使得电流跟踪误差较大，电流波形毛刺大，影响电流跟踪效果.

在相同的开关频率下，若采用空间矢量控制策略［3］，其利用一个扇区中两个相邻边的开关状态相合成的方法，可使开关管在一个开关周期中的任意时刻导通或关断，和电流滞环相比较，每个开关周期的电流增量不会太大，使得电流增量更加趋近指令值，减小电流跟踪误差，电流的跟踪效果较好.而单独使用空间矢量控制策略时，每个开关周期开关管都会发生动作，对于所需电流增量非常小的时刻，开关管也会动作，开关管导通的时间非常短，对于精度要求不是极高的场合，可看作多余的开关动作.

鉴于两种控制方法各自的优点，本文讨论了一种将电流滞环控制和空间矢量控制相结合的改进型空间矢量控制方法.设置一个电流滞环环宽，先判断各相电流增量的绝对值是否在环宽之内，如果在环宽之内，则保持上个周期的开关状态，如果在环宽之外，则采用空间矢量技术计算新的开关状态.在相同的控制周期内，此方法不仅减小了空间矢量控制的开关频率，而且还减小了电流滞环的跟踪误差.

1.2 空间矢量控制策略在电流滞环上的应用

并联型有源电力滤波器主电路建模方程为

有源电力滤波器谐波分析部分，大多数是采用瞬时功率理论［4，5］，可求出指令电流的值.通过电流传感器，可测出此时刻逆变器输出三相电流的实际值.设置一个电流滞环宽度H .计算各相电流的增量，如果电流增量在环宽之内，则保持上个开关周期的状态，如果电流增量在环宽之外，则用空间矢量法计算新的开关状态.

谐波电流的变化速率极快，在实际工程应用中，很难精确地计算出实时的电流变化速率，本文采用一种近似计算电流变化速率的方法来求取指令电压.

在数控系统中，电压和电流的采样值都是离散的，将三相电流离散化，则

用本周期实际值ic替换上一周期的指令值，即ic代替ik－1.用本周期指令值i＊c替换ik，T为采样周期，则

将三相坐标系下的ua（k）、ub（k）、uc（k）变换到两相坐标系下的uα、uβ，则

基本的空间矢量与开关状态的关系见图2.空间矢量实质上就是在滞环的6种开关状态下增加了（0，0，0）和（1，1，1）两种开关状态，利用电压等效的关系，通过基本矢量对应开关状态的组合，得到所需要的输出电压Uout.

图2 基本空间矢量与开关状态图

如图2所示，在第三扇区的Uout由U4和U6合成，则有

其中，T1和T2是U4和U6所对应的开关状态的作用时间；T0是零矢量所对应的开关状态的作用时间；T是控制周期时间.

将极坐标系下的矢量U4和U6映射到两相垂直坐标系中，则

各空间矢量的模值都是3分之2倍的Ud，取其对于根号3分之1倍Ud的标幺值，则通过归一化处理，

同理可求得其他扇区的T1和T2.令：

则各个扇区的T1和T2的值见表1.

表1 T 1、T 2与扇区的对应表

已知T1和T2的值，只要知道他们在哪个扇区，就能求出所需的Uout，其所在扇区由下式判断：

如果U1大于0，则有U1等于1，否则U1等于0；如果U2大于0，则有U2等于1，否则U2等于0；如果U3大于0，则有U3等于1，否则U3等于0.则Uout所在扇区为：N＝U1＋2U2＋.

在前面的理论分析中，T1、T2之和是小于T的，但在DSP中实际分析计算时，由于信号采样环节的误差，是有可能会出现T1、T2之和大于T的情况.可对T1、T2作如下近似处理：

采用七段式SVPWM序列（图3），它将一个开关周期中的波形分为七段，三段零矢量和四段非零矢量序列.三段零矢量波形把四段非零矢量波形隔开，其优点是使输出波形中谐波含量少，开关动作次数最少.

图3 七段式SVPWM波形图

t0、t7为开关状态（0，0，0）的时间.t1、t6为开关状态U4（1，0，0）的时间，且相等.t2、t5为开关状态t6（1，1，0）的时间，且相等.t3、t4为开管状态（1，1，1）的时间.其中t0、t7、t3、t4四个零矢量时间相等.

图3表示的是第三个区域的开关序列.设DSP控制芯片PWM波形发生模块的比较寄存器1、2、3所对应的开关时间为TCMP1、TCMP2、TCMP3.则有：

设：

则在其他区域的开关时间见表2.

表2 寄存器开关时间表

2 仿真及结果分析

笔者在MATLAB7.0平台上对上述控制思想进行了仿真实验［7］.如图1所示，电网侧电压采用市电电压220 V，负载侧为阻感负载，电阻50Ω，电感1 m H，主电路补偿侧电感为5 mH.图4为补偿前电网的电流波形，在APF投入使用之前，电网中的电流畸变较大，含有大量的谐波成份.图5为APF投入使用后，采用定时电流滞环控制策略补偿后的局部电流波形，电流已经趋于正弦形式，但波形不平滑，有较大的毛刺，这和在1.1节分析的结果一样，由于开关管在整个周期内只能全开或全断，因此在某些特殊的时刻压差较大，系统控制能力较弱，出现了较大的电流脉动.图6为采用改进型空间矢量控制方法补偿后网侧电流波形，其在第三个周期趋于平稳，即60 ms，说明控制系统的稳定性较好且响应速度较快.图7为采用改进型空间矢量控制方法补偿后的网侧电流的局部波形，波形较平滑，没有较大的电流脉动，说明补偿电流能较为准确地跟踪指令电流.