大功率模块电源的分析和设计

，

（1.盐城工学院 电气工程学院，江苏 盐城 224051；2.南京航空航天大学 自动化学院，江苏 南京 210016）

高功率密度、高可靠性是模块电源的发展方向，标准化、薄型化是模块电源的国际趋势［1－4］。模块电源工作时，功率器件高速开关工作。器件关断时，回路寄生电感储存的能量释放出来，会产生差模干扰。高du／dt节点通过其对地的寄生电容，在地回路中产生共模干扰。为了研究模块的电磁干扰特性，有必要进行寄生参数模型的建立［5－6］。

高温是造成模块电源失效最重要的因素之一。需要在产品的预研和开发阶段，对热设计方案进行全面的可行性分析和优化设计，从而加快热设计的速度并提高设计质量［7－10］。本文将建立模块电源的寄生参数模型，运用Flotherm软件进行三维热仿真分析。

1 封装结构

电路拓扑采用移相控制零电压开关PWM全桥变换器，变换器工作原理详细分析见文献［11－12］。封装结构采用了三维叠层封装结构：1）底层为具有高导热率的铝基板，其上面焊接开关管、整流二极管等功率器件，布置变压器、滤波电感和滤波电容等无源器件；2）中间层为FR－4基板（PCB1），上面有主电路的连接线路及电压、电流检测电路等；3）顶层为FR－4基板（PCB2），上面布置控制、保护电路和辅助电源等。通过铜柱实现底层基板上的布线、器件和PCB1之间的电气连接，PCB1和PCB2则通过接插件连接。器件采用表面组装器件，变压器和电感采用平面磁芯。图1为模块电源铝基板上元器件布局俯视图。

图1 铝基板上元器件布局Fig.1 Layout on the Al－based substrate

2 寄生参数模型建立

2.1 寄生电感

图2为考虑寄生电感的电路模型。图2中，Q1～Q4是4只开关管，LS1，LS2是尖峰抑制器，DR1和DR2是输出整流管，Lf是滤波电感，Cf是滤波电容，RLd是负载。●表示连接底层和中间层的铜导电柱，L1～L7为线路寄生电感，L8～L11分别为Q1～Q4的源极和电路板互连产生的寄生电感，L12～L15为变压器引出端连接相关的寄生电感，Lcp1，Lcp2，Lcp3，Lcp4为铜柱的寄生电感，C1和C2是直流母线滤波电容。回路①，②，③为高di／dt回路。

图2 考虑寄生电感的电路模型Fig.2 Circuit model with parasitic inductances

2.2 寄生电容

图2中，A，B，E为高du／dt节点。节点A，B，E包围的覆铜层对铝板层的寄生电容分别为CA，CB，CE，给共模EMI提供了传导路径。测得寄生电容CA＝274.1pF，CB＝152pF，CE＝478.7pF。铝基板的绝缘层薄，产生了较大的寄生电容。

2.3 线路布局优化设计

为改善模块的EMC性能，线路布局设计应为：1）尽可能减小图1中回路①，②，③的寄生电感；2）合理设置电源母线滤波电容；3）节点A，B，E包围的覆铜层面积应尽可能减小。

3 热设计

模块电源中的损耗主要存在于开关管、整流二极管和磁性元件。为了减少元器件的损耗，可以通过合理选取电路拓扑和器件、优化设计磁性元件等来实现。在设计模块电源时，在保证电功能的前提下，应选用低功耗器件，减小其损耗。本模块电源的主功率器件选用了低导通电阻的CoolMOS，整流二极管选用了肖特基二极管。在电路拓扑和元器件已确定的情况下，模块电源又要求自然冷却，那么选用合适的散热材料，提供有效的热传送路径，减小发热器件热传送路径上的热阻非常关键。采用Flotherm软件对模块电源进行热分析，给出模块电源温度的稳态分布情况。

3.1 损耗分析

由于开关管的开关过程较短，这里将其忽略，将原边电流波形简化为图3所示的损耗分析用电流波形。D2，D3为Q2，Q3的寄生二极管。［t2，t6］的持续时间为Dp×Ts／2，Dp为原边占空比，［t0，t2］的持续时间为（1－Dp）×Ts／2，［t2，t5］的持续时间为副边占空比丢失时间Dloss×Ts／2。

图3 损耗分析用变压器的原边电流图Fig.3 Waveform of primary current of transformer for loss analysis

根据变换器的输入输出条件及变压器漏感等参数，可计算出电流I1，I2，I3以及占空比DP，Dloss。

3.1.1 开关管损耗

开关管的总损耗包括通态损耗和开关损耗。

3.1.1.1 导通损耗

MOSFET的导通损耗

式中：RDS（on）为 MOSFET 的导通电阻。

二极管的导通损耗为

式中：Iavg，Vfp分别为二极管平均电流和正向导通压降。

在［t0，t6］半个周期内，计算滞后管导通损耗PQ4－cond，PQ2－cond、滞后管的体二极管导通损耗PD2－on和超前管的体二极管导通损耗PD3－on。

超前管导通损耗

在一个周期内，单只超前管的通态损耗为

单只滞后管的通态损耗为

3.1.1.2 开关损耗

开关管实现了零电压开通，开通损耗为零。因此，开关损耗只计算关断损耗。由于是自然关断，开关管的体二极管的反向恢复损耗为零。

3.1.1.3 总损耗

1）单只超前管总损耗：

式中：PQ3－off为超前管的关断损耗。

2）单只滞后管总损耗：

式中：PQ2－off为滞后管的关断损耗。

3.1.2 整流二极管损耗

整流二极管的损耗包括通态损耗和反向恢复损耗。整流二极管采用肖特基二极管，通态损耗为

反向恢复损耗为

由于使用了尖峰抑制器，整流二极管几乎没有尖峰电压，承受的最大反向电压为URM＝2Vin／K，IRM为最大反向漏电流。单只整流二极管的总损耗为

3.1.3 磁性元件损耗

变压器、滤波电感等磁性元件是影响模块电源体积、重量和外形的主要因素。文献［13］分析和优化设计变压器和电感，给出了变压器和电感损耗的计算过程和结果。

3.1.4 损耗分布

模块电源输入直流电压Vin＝270V，输出28V／36A时，主要损耗分布如图4所示。

图4 模块电源的主要损耗分布Fig.4 Main loss distribution of the power module

3.2 热分析

3.2.1 三维热分析模型

模块电源样机工作时，将其安装在一块散热器上，铝基板的背面和散热器之间涂抹导热硅脂。采用Flotherm进行热分析。重要参数的设定包括数学分析模式和流体流动属性的设定、系统环境（初始条件及边界条件等）、模型参数的设定、网格疏密的控制。

由于本模块是在自然冷却条件下工作，其设定的热源模式是传导元件，并考虑辐射热传输。Flotherm软件可以显示出整个系统的等温面。

3.2.1.1 开关管、整流二极管的热模型

开关管、整流二极管的热模型相似。图5为MOSFET的结构图。MOSFET的第一热传输路径为：开关管芯片的有源区产生的热量，以传导的方式，经过硅片、焊料再传输到底层铜基板。第二热传输路径为：芯片产生的热量以传导的方式通过密封材料，然后通过对流或辐射向大气散发。图6为MOSFET的等效热阻模型。

图5 MOSFET的结构图Fig.5 Structure of the MOSFET modele

图6 MOSFET的等效热阻模型Fig.6 Equivalent thermal resistance model of the MOSFET

3.2.1.2 磁性元件的热传输路径

在铝基板上布置变压器、电感等磁性元件。在变压器和铝基板之间以及变压器磁芯和绕组的底部涂抹导热硅脂。变压器的热量主要通过传导方式，首先传向铝基板和散热器，然后在自然风冷或强迫风冷下，通过对流方式散去［14］。因为空气的导热率比绝缘材料和导体材料的导热率小很多，可以将磁芯和绕组的热传输特性分开分析。图7为变压器的热传输路径。

图7 变压器的热传输路径Fig.7 Heat transfer path of the transformer

3.2.2 热分析结果

模块电源样机工作时，将其安装在一块散热器上，铝基板的背面和散热器之间涂抹导热硅脂。采用Flotherm进行热分析，仿真条件如下：1）大气（环境）温度为35℃；2）模块在自然冷却条件下工作，考虑辐射热传输；3）没有焊接空洞。模块电源输出28 V／36A时，从温度界面截图可知，模块电源的热点出现在变压器和整流二极管上。最高温度点在变压器的绕组中，为118.46℃。整流二极管的结温为101.26℃，低于最高允许结温175℃。

4 实验结果及结论

图8为28V／36A模块电源输出满载的波形，波形分别是变压器原边电压VAB、原边电流ip和变压器副边整流二极管电压VDR1。模块电源稳定工作时，采用FLUKE红外测温仪F65测量温度。变压器表面最高温度和环境温差为58℃，与之对应的仿真温差为52℃。模块电源可安全工作。

图8 实验波形Fig.8 Experimental waveforms

高功率密度、高可靠性是模块电源的发展方向，可使模块电源小型化和轻量化。提高模块电源的功率密度会产生严重的电磁干扰和热设计问题，从而影响模块的可靠性。在实验室完成28V／36A输出模块电源样机，模块电源采用移相控制ZVS PWM全桥变换器拓扑和三维叠层封装结构。分析了模块电源的差模干扰、共模干扰路径，建立寄生参数模型，提出改善模块电源电磁兼容性能的措施。分析了模块电源中开关管、整流二极管和磁性元件的损耗，运用Flotherm软件进行三维热分析，得到模块电源的稳态传热结果，模块电源最高温度测试结果与分析结果吻合较好。

［1］Tabisz W A，Jovanovic M M，Lee F C.Present and Future of Distributed Power Systems［C］∥IEEE APEC，Boston，USA，1992：11－18.

［2］Blaabjerg F，Consoli A，Ferreira J A，etal.The Future of Electronic Power Processing and Conversion［J］.IEEE Trans.Industry Applications，2005，41（1）：3－8.

［3］Rosado S，Arnedo L，Liu Q，etal.Review and Analysis of Modeling and Characterization of Power Electronic Systems［C］∥CPES Seminar.Virginia，USA，2005：112－124.

［4］Rosado S，Wang F，Boroyevich D.Analysis of Energy and Information Characteristics of Power Conversion Systems［C］∥CPES Seminar.Virginia，USA，2004：57－64.

［5］Yang L，Lu B，Dong W，etal.Modeling and Characterization of a 1kW CCM PFC Converter for Conducted EMI Prediction［C］∥IEEE APEC.Piscataway，NJ，USA，IEEE Press，2004：763－769.

［6］Andrew C Baisden.Modeling and Characterization of Power Electronic Converters with an Integrated Transmissionline Filter［D］.Virginia：Virginia Polytechnic Institute and State University，2006.

［7］Lasance C.The Conceivable Accuracy of Experimental and Numerical Thermal Analysis of Electronic Systems［J］.IEEE Trans.Components and Packaging Technologies，2002，25 （3）：180－198.

［8］Sewall E A.Development of a Thermal Management Methodology for a Front－end DPS Power Supply［D］.Virginia：Virginia Polytechnic Institute and State University，2002.

［9］Manu M.Integrated Thermal Management Strategies for Embedded Power Electronic Modules［D］.Virginia：Virginia Polytechnic Institute and State University，2006.

［10］Pang Y F.Integrated Thermal Design and Optimization Study for Active Integrated Power Electronic Modules（IPEMs）［D］.Virginia：Virginia Polytechnic Institute and State University，2002.

［11］阮新波，严仰光.脉宽调制DC／DC全桥变换器的软开关技术［M］.北京：科学出版社，1999.

［12］阮新波，严仰光.直流开关电源的软开关技术［M］.北京：科学出版社，2000.

［13］王建冈，阮新波.大功率模块电源中平面磁性元件的分析与设计［J］.电气应用，2008，28（3）：58－62.

［14］Dai Ning，Lee F C.Design of a High Density Low－profile Transformer［C］∥IEEE APEC，California，USA，1996：434－440.