4象限H桥功率单元PWM整流器的比例－积分－谐振控制

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（1.北京交通大学 电气工程学院，北京 100044；2.清华大学 电机工程与应用电子技术系，北京 100084）

1 引言

H桥级联型多电平变换器具有模块化的结构，易于制造，且控制方式简单，无直流母线电容均压问题，因此在中压大容量电机调速领域获得了广泛应用［1－2］。

在一些工业应用领域，电机需要频繁的启动制动。在这种情况下，将电机制动的能量回馈至电网，对于实现节能环保有重要意义。如果H桥级联型变换器每个功率单元都使用PWM整流器，实现能量双向流动，整个H桥级联型变换器就能够实现4象限运行［3－4］。

使用PWM整流器可以控制直流母线电压，因此直流母线电容容量通常比使用二极管不控整流的变换器的电容小很多。每个功率单元都减少直流母线电容容量，使得整个H桥级联型多电平变换器节省大量电容器，这对于降低变换器成本、提高可靠性很有意义。对于每个功率单元而言，H桥逆变器的输出功率包含了2倍于输出电压频率的分量，但是通常的PWM整流器控制策略主要针对直流分量［5－6］，这些2倍输出电压频率的功率会引起直流母线电压波动。为了抑制直流母线电压波动，文献［3］根据功率单元输入输出功率的平衡关系，为PWM整流器增加了负载功率前馈作为电流环的设定值，以期减小母线电容容量，但是由于使用PI调节器的电流环带宽有限，电流并不能很好地跟踪设定值，致使母线电压波动仍然较大。另外，负载功率前馈方法需要将H桥逆变器交流侧的占空比、瞬时电流等信息传送给PWM整流器，系统设计较为复杂。

本文采用比例－积分－谐振（PIR）调节器［7］对PWM整流器进行控制，电压、电流控制性能良好；只需知道逆变器的输出频率，系统设计就可以得到简化。在功率单元原型系统上的实验验证了该方法的有效性。

2 4象限H桥功率单元运行分析

4象限H桥级联型变换器的结构如图1所示，逆变器的每一相输出都是由多个功率单元的输出串联而成，串联的功率单元数由负载电压等级决定。每个功率单元的结构完全相同，其主电路如图2所示，它与传统的功率单元的区别在于使用了PWM整流器而不是二极管整流器，因此它可以实现对母线电压的控制，还可以使能量双向流动。

图1 4象限H桥级联型多电平变换器Fig.1 Four－quadrant cascaded H－bridge multilevel converter

图2 功率单元主电路Fig.2 Main circuit of a power cell

每个单元的输入侧PWM整流器相对比较独立，可以分别独立控制，控制目标是给H桥逆变器提供稳定的直流电压。具体控制方式可以采用电网电压定向控制［5］或者直接功率控制［6］等方式。本文基于电网电压定向控制策略。

电网同步旋转坐标系下，如果忽略交流电抗器的电阻，并假定开关器件为理想开关，PWM整流器交流侧电压方程为

式中：E是PWM整流器输入侧电压矢量的幅值。进一步假定电抗器储能变化可以忽略，可以得出整流器的功率平衡关系如下

由式（2）可知，输入整流器直流侧的功率只与d轴电流有关，而与q轴电流无关。

如果采用传统的电网电压定向控制方法，在同步旋转坐标系下对PWM整流器进行双闭环控制，那么外环的直流母线电压控制器和内环的交流电流控制器都可以是比例－积分（PI）调节器。对于直流负载或者三相逆变对称交流负载，这种控制策略具有很好的效果。但是在H桥功率单元中，由于H桥逆变器的输出功率含有2倍于输出电压频率的交流分量，如果仍然采用PI调节器进行控制，那么直流母线电压会有很大幅度的脉动。下面对此进行详细分析。

在分析控制策略时，通常假定变换器的效率很高，损耗可以忽略。在此假设下，H桥逆变器交流侧和直流侧的功率平衡关系式为

考虑到控制器设计主要关注受控对象的低频特性，一般假设电压电流高次谐波可以忽略。此时逆变器输出的电压和电流可以用平均模型分别表示为

式中：Uom，Iom分别为输出电压和电流的幅值；ωo为输出的角频率；φ为负载的功率因数角。

要保持H桥功率单元的直流母线电压恒定，必须使Ps＝PL，即PWM整流器的输入功率与H桥逆变器的输出功率相等，由式（2）和式（3）得到

将式（4）和式（5）代入式（6），得到

式（6）和式（7）反映了理想情况下的d轴电流瞬时值。由式（7）可以看出，由于逆变器是由H桥构成的，它的输出功率除了直流分量外，还含有2倍于输出电压频率ωo的交流分量，因此整流器d轴电流也必须包含直流分量和2ωo频率分量，才能稳定住直流母线电压。

传统电网电压定向控制策略的PI调节器可以对直流分量有很好的控制性能，但是对于2ωo频率交流分量总是存在静差。这就使得PWM整流器不能提供与H桥逆变器相平衡的瞬时功率，总会有2ωo频率的功率交流分量流入直流母线，造成直流母线电压的脉动。

3 PWM整流器的PIR控制策略

为了解决对于2ωo频率交流分量的跟踪问题，引入谐振（Resonant）调节器，并将谐振频率设置为2ωo。与传统的PI调节器结合，构成PIR调节器，它的传递函数是

式中：KP，KI，KR分别是比例、积分和谐振调节器。

在谐振频率2ωo处，控制器的开环幅频特性趋于无穷大，因此闭环系统对于频率为2ωo的指令值可以实现无静差跟踪。以电流环为例，使用PIR调节器和PI调节器的电流环闭环频率特性对比如图3所示。

图3 电流环闭环频率特性Fig.3 Closed－loop frequency characteristic of current loop

从图3中可以看出，PIR调节器控制的电流环在谐振频率2ωo处的闭环增益为1。此外，谐振调节器只对谐振频率附近极小频段内的频率响应特性有较大影响，其余频率范围的频率响应主要由PI调节器决定。

采用PIR调节器对PWM整流器的电压环和流环进行控制，控制策略如图4所示。

图4 改进的PWM整流器控制策略Fig.4 Improved control strategy for PWM rectifier

由于直流母线电压指令值为直流量，即2ωo频率分量为零，使用PIR调节器对直流母线电压进行控制，可以对2ωo频率分量进行无静差跟踪，也就是能够消除2ωo频率分量。

根据前面的分析，消除直流母线电压的2ω。频率脉动需要使d轴电流包含该频率分量，因此，外环电压控制器的输出（即内环d轴电流指令值）中必然也含有2ωo频率分量。电流环也需要使用PIR调节器，使d轴电流能够无静差的跟踪指令值。

相比于文献［3］中的负载功率前馈控制策略，使用本文的方法，PWM整流器的控制无需知道H桥逆变器交流侧的占空比、瞬时电流等信息，仅需要H桥逆变器的输出频率即可，减小了通信量和传感器的安装数量。

4 实验结果

在一个4象限H桥功率单元原型系统上对上述控制策略进行了实验验证。功率单元的整流桥和逆变桥都使用三菱公司的PM50RVA120型IPM，其中逆变桥只使用了IPM 3个桥臂中的2个构成H桥，剩下的1个桥臂完全关断。控制器为TI公司的TMS320F2812型DSP，工作频率为150MHz。实验系统的其他参数为：PWM整流器，电网线电压380V，交流电抗值5.1mH，开关频率2kHz；直流母线电容值110μF，电压设定值620V；H桥逆变器，调制波频率45Hz，开关频率2kHz；负载电感20mH，电阻45Ω。

图5所示为4象限H桥功率单元的实验波形，从上到下依次是：H桥逆变器输出电流，直流母线电压，PWM整流器d轴电流指令值，d轴电流实际值，d轴电流误差。在0.2s之前，PWM整流器采用PI调节器控制，在0.2s时投入谐振调节器，即PIR调节器控制。

图5 0.2s时投入谐振调节器的实验波形Fig.5 Experimental waveforms of turning on resonant regulator at 0.2s

从实验波形可以看到，由于H桥逆变器输出基波频率为45Hz，采用PI调节器控制时，直流母线电压含有90Hz的交流分量，波动峰峰值约为120V；PWM整流器d轴电流指令值也包含90Hz分量，虽然PI调节器使d轴电流实际值也包含90Hz分量，但是d轴电流误差值仍然包含90Hz分量，说明d轴电流实际值并没有很好地跟踪指令值。

在投入谐振调节器后，PWM整流器处于PIR调节器的控制下，在不到0.01s的时间内，直流母线的90Hz脉动迅速得以抑制，电压波动明显减小；且d轴电流误差值中也不再含有90Hz分量；暂态过程非常迅速且无冲击。由于直流母线电压质量变好，H桥逆变器的输出电流波形也更加接近正弦。实验结果说明了PIR调节器对于H桥功率单元的PWM整流器具有很好的控制效果。

5 结论

在4象限H桥级联型多电平变换器中，H桥功率单元的输入环节为三相PWM整流器，输出环节为单相H桥逆变器。本文根据单相H桥负载的特点，应用PIR调节器作为前端PWM整流器的电压环和电流环的控制器，抑制了直流母线电压的2倍输出频率脉动。实验结果表明，即使直流母线电容很小，上述控制策略也能使直流母线电压平稳，具有良好的控制性能。

［1］Hammond P W.A New Approach to Enhance Power Quality for Medium Voltage AC Drives［J］.IEEE Trans.Ind.Appl.，1997，33（1）：202－208.

［2］李永东，饶建业.大容量多电平变换器拓扑－现状与进展［J］.电气技术，2008（09）：7－12.

［3］Perez M A，Espinoza J R，Rodriguez J R，etal.Regenerative Medium－voltage AC Drive Based on a Multicell Arrangement with Reduced Energy Storage Requirements［J］.IEEE Trans.Ind.Electron.，2005，52（1）：171－180.

［4］吴凤江，赵克，孙力，等.一种新型四象限级联型多电平逆变器拓扑［J］.电工技术学报，2008，23（4）：81－86.

［5］Blasko V，Kaura V.A New Mathematical Model and Control of a Three－phase AC－DC Voltage Source Converter［J］.IEEE Transactions on Power Electronics，1997，12（1）：116－123.

［6］王久和，李华德，李正熙.电压型PWM整流器直接功率控制技术［J］.电工电能新技术，2004，23（3）：64－67.

［7］Zmood D N，Holmes D G.Stationary Frame Current Regulation of PWM Inverters with Zero Steady－state Error［J］.IEEE Trans.Power Electron.，2003，18（3）：814－822.