全桥移相式高频软开关的改进研究与应用

2012-07-11顾群

制造业自动化 2012年17期

顾群

（无锡科技职业学院，无锡 214028）

0 引言

随着计算机技术、通信技术和微电子技术的快速发展，人们对高性能的低压大电流开关电源的需求越来越大。硬开关PWM随着高频大功率变换技术的日趋成熟，逐步被软开关技术所代替。零电压开关或零电流开关的软开关技术的优势在于，充分应用谐振的原理, 使开关器件中的电流或电压按正弦或准正弦规律变化。当电流自然过零时, 使器件关断；或当电压为零时, 使器件导通。与硬开关相比，软开关的功率器件在零电压、零电流条件下工作，功率器件开关损耗的下降（理论上可减少为零）有着十分理想的效果，因此在各个领域应用非常广泛[1]。

通过开关管零电压开关（ZVS）或零电流开关（ZCS）的实现，变换器的开关频率与变换效率得到提高，器件的开关损耗显著降低。PWM DC-DC全桥软开关变换方式主要有两种：一种就是零电压开关方式（ZVS），这种方式中超前桥臂和滞后桥臂都采用ZVS一种模式，需要增加谐振电感，会导致二次侧占空比减少；另一种就是零电压零电流开关（ZVZCS）方式，这种方式中超前桥臂处于ZVS模式，而滞后桥臂处于ZCS模式，不需要谐振电感，也不存在单种ZVS方式中的一次侧环流问题[2]。本文以PWM移相软开关电源控制芯片UC3875为核心，在对一种零电压零电流软开关全桥变换器的电路拓扑结构分析的基础上，设计并验证了一套高频DC-DC开关电源。

1 变换器电路结构分析

MOSFET、高速IGBT是全桥移相式软开关中最为常用的功率变换器件。在ZVZCS方式中，超前臂采用ZVS有利于实现零电压开关，一般为了实现ZVS需要，会将电容并联在功率管两端，MOSFET因其本身具有较大的寄生结电容，成为超前臂功率管的合适选择。滞后臂采用ZCS方式，是由于滞后臂谐振过程中无反射电感，串联谐振的电感量较小。因ZCS方式开关管两端是不适合并联电容的，同时考虑到ZCS关断有益于降低IGBT关断损耗，故滞后臂的功率管选用了IGBT[3]。

图1 改进的ZVZCS全桥PWM变换器电路

1.1 全桥变换器电路结构

本文提出的全桥变换器拓扑结构中，超前臂功率管使用了低导通电阻MOSFET，因其内部已经集成了反向二极管，故可省去外部的并联二极管。滞后臂功率管使用了单管IGBT管子，其内部的快恢复二极管可以简化外部的电路设计。具体电路结构如图1所示。

ZVZCS和ZVS，这两种全桥 PWM DC-DC变换器之间的一个主要区别是——增加了一个阻断电容Cb。当VF1和IGBT4导通时， Cb被负载电流充电。当VF1（或VF2）关断时，其内部反向二极管导通后，一次侧电流Ip因Cb两端的电压而减小到零，从而实现IGBT3和IGBT4的零电流开关。在达到零状态时，Ip降低至零值后，无法在反方向持续增长，本文设计采用加入阻断二极管的方法在零状态时阻断了Ip的反方向流动，如图1中的VD1和 VD2。

一般变压器的二次侧都采用传统的全波整流电路，存在着变压器次级绕组利用率不高的问题。另外，中心抽头的存在给变压器的设计和制造带来较大难度，而且外部引线的安装和焊接也很难处理。本文提出的倍流整流电路CDR (Current-Double Rectifier)则很好的解决了这个问题（如图1所示）。

图2 ZVZCS全桥PWM变换波形图

该倍流整流电路采用了共阳二极管接法，在变压器的次级绕组上将产生高频正负方波电压，若次级绕组的上端电压为正，则次级电流在流过L1、C和R、D2后重新流回次级绕组；若次级绕组的下端电压为正，则次级电流在流过L2、C和R、D1后重新流回次级绕组。这样就将高频交流方波电压整流为直流输出电压。倍流整流结构减少了二次侧电路的元器件和体积，减小了输出电压纹波，提高动态响应性能，降低了整流导通损耗和变压器的铜损[4]。

1.2 工作过程研究

图2所示为ZVZCS变换器工作过程中的波形输出，每半个工作周期由6个不同的工作状态组成。超前桥臂VF1、VF2和滞后桥臂IGBT3、IGBT4，作为各桥臂的开关，以大约50%占空比交错通断。

工作过程分析如下：

1）t0～t1阶段。

开关VF1、IGBT4同时导通，Uab=Uin，电能经变压器Tr传递，Cb被电流Ip充电，阻断电容Cb两端的电压Ucb（公式如下），将由负的最大值线性上升。

式中： I0为输出负载电流；N为变压器的二次侧线圈与一次侧线圈的匝比；Ucbp为电容Cb的峰值电压值。

2）t1～t2阶段。

开关VF1关断，IGBT4仍处于导通状态，并联电容器C1被电路电流充电达到Uin。另一方面，电容C2被放电，直到其两端电压为零时，VF2内部二极管导通，同时VF2导通，此为零电压导通。

3）t2～t3阶段。

电压Uab被箝位至零，一次侧电流Ip随之线性下降至零，其原因在于阻断电容器Cb两端的电压全部加在变压器的漏感Lr上。

4）t3～t4阶段。

阻断二极管VD2使得电流Ip降至零后无法变负，而持续为零。a、b点对地电压分别为0和-Ucbp，因此Uab=Ucbp。在此阶段无电流流过IGBT4，即这个阶段少数载流子经复合移去，而这种将IGBT4关断的方式我们就称之为零电流关断。

5）t4～t5阶段。

此阶段是一个死区时间，IGBT3在IGBT4关断后，经短暂延时后导通。但一次侧电流Ip因存在漏感Lr，不能突变，IGBT3为零电流开通，最后一次侧电路断开。

6）t5～t6阶段。

一次测电流Ip随着IGBT3和VF2的导通，在反方向增大至最大值。另一方面，阻断电容器Cb因被Ip反向充电，Ucb从而线性减少。Cb上的电压Ucb，将为下一周期中IGBT3零电流关断和IGBT4零电流开通作准备。

在t6时刻关断VF3，开始下半个工作周期，其工作情况类似于前面的描述。

2 全桥移相式ZVZCS在开关电源中的典型应用

控制器UC3875是一种专用于移相PWM软开关电源的高性能芯片，它有工作电源、基准电源、10MHz误差放大器、振荡器、软启动、锯齿波发生器、PWM比较器和触发器、过流保护、输出级、死区时间设置和和频率设置等部分组成[5]。它的四个独立的图腾柱式，可以提供2A的驱动峰值电流，可以直接驱动4只功率管，并且都能单独进行死区时间时间的调整，即导通延时的调节。图3为利用UC3875实现移相PWM控制的实际电路。

控制器UC3875内部集成的误差放大器，是实现移相PWM控制的关键部件。控制器芯片的4脚（E/A+）误差放大器的同相输入端在和1脚（Vref），基准电压相连，经线性光耦隔离后反馈至3脚（E/A-）误差放大器的反相输入的电压值相比较，所得差值在放大后送至移相脉宽控制器，控制14脚OUTA、13脚 OUTB与 9脚 OUTC、8脚 OUTD之间的信号相位，这四个驱动信号经扩流后由驱动变压器去驱动MOSFET管，从而使波形占空比得到调整，将电源稳定在预定值上。