高频反激变压器绕组模型优化设计

孟 明 ， 吴海波 ， 蒋 理 ， 郝 丹

（1.华北电力大学 河北 保定 071003；2.辽宁省电力有限公司技术经济咨询研究中心 辽宁 沈阳 110006；3.辽宁电力勘测设计院 辽宁 沈阳 110005）

随着新能源技术的不断发展，光伏发电越来越受到人们的重视，变换器是将太阳能电池板上的直流电转变为可用的工频交流电的装置。反激变换器用到的电子器件少，结构简单，因此广泛应用于小功率场合[1-2]。反激变换器的重要元件之一是高频变压器，设计好高频变压器对整个系统的效率以及电能质量都非常重要。目前，变压器中的磁性元件短时间内很难有较大的突破，因此我们只能通过优化绕组的方式来达到提高效率和电能质量的目的。反激变压器不同于以往的变压器，主要体现在能量传递上，不是直接从原边绕组到副边绕组，而是通过气隙这个中间环节传递[3-4]。本文将对变压器绕组的涡流损耗和漏感进行分析，这些都是影响效率和电能质量的主要因素。绕组大多采用漆包线和铜箔进行绕制，通过对不同绕组结构的分析，利用有限元仿真得到优化后的绕组模型，并制作出相应的实验样机进行性能分析。运用绕组优化后的高频变压器电路，输出电压波形好，效率高，对优化后的绕组的可行性给予了有效的验证。

1 变压器绕组模型结构分析

1.1 高频变压器绕组结构分析

反激式高频变压器绕组包括初级绕组和次级绕组，其材料主要是漆包铜导线和铜箔。漆包铜导线一般应用较广泛，要求流过的电流相对铜箔来说较小。当电流较大时还可通过若干根导线并联的方式绕制绕组[5]。本文所设计的高频变压器技术指标为：输出功率150 W，频率172 kHz，流过原边电流1.2 A，电压110 V，副边电压400 V。两个变压器绕组模型如图1所示，1代表初级绕组，2代表次级绕组，其中（a）为3根导线并绕的初级绕组，（b）为初级绕组以铜箔绕制，次级均为漆包铜导线绕制。模型（a）为常规的高频变压器绕组模型，即绕组类型是一样的，均为漆包线绕制；而模型（b）为本次所要研究的新模型，即绕组类型为混合型，一部分是漆包线有一部分是铜箔共同构成整个绕组。

变压器原、副边绕组之间不可能完全耦合，避免不了会产生漏感。漏感的计算公式为：

图1 变压器绕组模型Fig.1 2D model of transformer winding

式中P代表漏磁能量，H表示原副边绕组之间的磁场强度，Iin表示绕组流过的电流，V表示绕组体积，μ表示磁导率。通过公式可以看出，当绕组通过电流的大小被确定后，影响漏感大小的因素只有绕组层间的磁场强度[6]。因此要想降低漏感，只能是改变绕组布局降低层间的磁场强度H。磁场强度主要是初次级间电流产生的，只有电流大小相等方向相反才能使得磁场强度最小。因此绕组才会选择交叉排列，并且还要考虑电流值，所以模型（a）选择初级绕组3匝并绕。涡流损耗是由于变压器工作在高频下，导线的阻抗会发生很大变化，可能是工频时的几倍甚至的几十倍的关系，使得涡流损耗增大，效率降低[7]。绕组的合理布局可以减小由高频效应带来的肌肤效应和临近效应所引起的交流阻抗增加，提高效率[8]。由于初、次级绕组之间并不同时导通，而是通过气隙来传递能量，因此当原、副边分别通过电流时观察绕组的涡流损耗和漏感情况。

1.2 仿真参数比较

将图1中的模型利用Ansoft有限元仿真软件仿真得到绕组的涡流损耗、漏感值以及电流密度分布情况。

1）当变压器原边流过电流而副边无电流流过时，两模型的磁力线及电流密度分布如图2所示。

两模型同时都会受到气隙磁场的影响，大小相等，所以二者的损耗对比只有绕组结构形式不同这一因素。变化的电流产生变化的磁场对周围的导体产生电磁感应现象，在导体上产生感应电流。从图2中可以看出当变压器原边流过电流时会在副边感应出电流，（a）中最大的感应电流密度为0.7 A/mm2，（b）中为0.35 A/mm2。窗口中有漏磁通对周围的绕组也会带来影响，造成电流分布不均。图2（a）中原边3匝导线电流密度分布不均匀，最大值与最小值相差2倍左右；反观（b）中电流分布很均匀。在高频情况下，导线的临近效应起主要作用，使得并联的3根导线无法均匀流过相等的电流。二者造成的涡流损耗自然不同，分别为730.17 mW和668.49 mW。二者层间最大磁场强度分别为850 A/m和400 A/m，根据公式1可知漏感值取决于H，因此（b）模型漏感值要远远小于（a）模型的值。漏感小则对周围器件以及输出的电能的电磁干扰就小，损耗小，效率得以提高。

2）当副边流过电流而原边无电流流过时，两模型的磁力线及电流密度分布如图3所示。

从图3可以看出当变压器副边流过电流时会在原边产生感应电流，最大值均为1 A/mm2左右。流过电流的绕组电流密度分布也都均匀，二者由于采用不同结构绕组，所以涡流损耗是不一样的，分别为669.31 mW和636.21 mW。二者层间最大磁场强度为750 A/m和700 A/m。感应电流对二者贡献的损耗几乎相等，（b）比（a）的损耗略微小只能是由于气隙周围磁场强度对圆形绕的影响更大一些，因此损耗较大。主要数据对比如表1所示。

表1 模型主要参数比较Tab.1 Main parameters of the model comparison

图2 磁力线及电流密度分布Fig.2 Distribution of magnetic flux and current density

通过以上仿真数据的比较可知，以铜箔和漆包导线为绕组的变压器模型要比单纯使用漆包线绕制绕组模型要好。因为在同一层上的导线之间也有缝隙，在高频下会带来严重的临近效应和漏感损耗，产生更大的涡流损耗。并且大小相同的气隙磁场作用在铜箔和漆包线上的效果也不相同，铜箔的损耗更小。布置绕组的方法很多，但是经过仿真研究比较发现，将铜箔数目均等地布置在两层绕组上比任何布置方式所带来的涡流损耗都要小。

图3 磁力线及电流密度分布Fig.3 Distribution of magnetic flux and current density

2 实验验证

本文根据开头所要设计的高频变压器技术指标，选定磁芯为PC40系列的EE30/14/13型号。初级绕组匝数14匝，次级绕组匝数42匝，漆包线直径0.35 mm，铜箔厚度0.3 mm。根据图1中a、b两个绕组模型制作出变压器试验样机，应用在小功率变换器中，如图4所示。

图4 小功率变换器实验样机Fig.4 Power converter of small experimental prototype

对两个高频变压器分别进行实验，比较其漏感、交流电阻值的大小。如表2所示：

表2 漏感和电阻实验值比较Tab.2 Leakage inductance and Resistance of experimental data

从表2中可以看出，两变压器模型原边漏感值和电阻值都相差很大，在运行过程中带来的涡流损耗值是不一样的。通过测试模型a和b的涡流损耗分别为3.62 W和1.53 W，二者均在有效效率范围内，但b模型的效率更高。除效率上考虑外还要比较其输出波形情况。本文的实验电路是双管反激电路，两个变压器输出的波形如图5、图6所示：

图5 （a）模型中的输出波形Fig.5 Output waveform of model（a）

图6 （b）模型中的输出波形Fig.6 Output waveform of model（b）

图6中绿色代表为变压器副边经过吸收二极管输出的“馒头波”，经过逆变桥转化为红色的正弦波，图5中颜色代表的波形正相反。可以看出在开关管开通和关断的过程中“馒头波”最低端都有干扰，正弦波输出也受到影响，这部分干扰主要来自于变压器漏感引起的电压尖峰，图5尤为明显。相比而言，图6要好很多，变压器漏感小，对周围的电子开关器件造成的不良影响较小，输出电能谐波含量低。

4 结 论

基于对高频反激变压器绕组结构、性能优化，设计了适用于频率172 kHz，功率150 W微型逆变器的高频变压器。绕组采用铜箔代替漆包线的方式及适当的结构处理，运用有限元仿真软件进行数值仿真，考察了铜箔和漆包铜线混合布置绕组的绕组模型的合理性，并通过样机实验进一步验证了设计方案的可行性。

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