锁相环电路中压控振荡器的分析与设计

姚婧婧，赵红东，毛 键，赵彦凤

（河北工业大学 信息工程学院，天津 300401）

压控振荡器（VCO）是锁相环电路设计中关键的模块之一，它的特性的好坏直接决定着整个锁相环电路的整体工作质量。压控振荡器的设计有许多要求，其中，相位噪声、调谐范围以及功耗是其设计的重要指标。在压控振荡器的设计中，对于给定的工艺，对其设计过程中参数指标存在折中的关系，高性能的压控振荡器要求有较低的相位噪声，较好频率调节范围和合理的功耗。

在锁相环电路中，LC振荡器和环形振荡器是很重要的两种振荡器。LC振荡器的相位噪声要比环形振荡器好，并且固有的有较好的调谐范围，集成电路中普遍采用的是交叉耦合型LC振荡器。它具有较低的相位噪声，良好的线性度，简单的结构等优点，广泛应用于高频锁相环电路中，因此本设计是基于LC振荡器基础上完成的[1]。

在压控振荡器的设计过程中，许多文章分别从理论、结构、工艺等不同的方面分析了相位噪声，并叙述了改善相位噪声研究中所取得的进展[1－3]。根据现有噪声相位模型来分析，谐振网络的寄生电阻、交叉耦合管和尾电流源是交叉耦合型LC振荡器的主要相位噪声来源。

为获得良好的相位噪声性能，本设计还采用二次谐波滤波技术来减小压控振荡器的相位噪声。仿真结果表明，经过二次谐波滤波电路的优化，有效地改善了压控振荡器的相位噪声特性。

1 负阻LC振荡器基本原理

负阻LC振荡器由LC谐振回路与负阻单元构成，如图1所示。有源器件作为负阻单元，抵消了实际并联LC电路中存在的寄生电阻，并补偿实际电阻消耗的能量，使电路维持简谐振荡。 图1（b）为负阻单元，其是采用交叉耦合管的方式来实现的。Q1和Q2采用正反馈的连接方式，从两个晶体管的集电极看，其交流阻抗为负值。因此交叉耦合管组成的负阻单元能够补偿谐振网络的能量损耗，从而维持回路的稳定振荡。

图1 交叉耦合型LC振荡器原理Fig.1 Schematics of cross-coupled LC oscillator

通过计算可知，交叉耦合管的等效负阻为－（1/gm1+1/gm2）。当gm1=gm2=gm，阻值简化为R=－2/gm。要维持电路的振荡，LC回路损失的能量就需要由交叉耦合管等效负阻提供的能量来补偿，这就要求其等效负阻值必须满足：

因此，当等效负阻绝对值小于并联谐振回路的谐振电阻时，振荡信号幅度会逐渐增加。随着振荡信号幅度的增大，负阻晶体管在每个振荡周期的一段时间内会截止，当其等效负阻等于或大于并联谐振回路的谐振电阻时，等效负阻提供的能量补充了并联谐振回路的能量损耗，电路的振荡维持。

2 LC压控振荡器电路设计

2.1 电路结构

压控振荡器的核心电路如图2所示，利用反馈原理，交叉耦合管（Q1和Q2）与尾电流源（由镜像电流源电路构成）构成了振荡器电路的负阻单元。电路结构简单，镜像电流源为交叉耦合管提供了工作电流。由于有源电流源的存在，不可避免的增加了有源噪声，因此电路采用二次谐波滤波技术，有效抑制了尾电流管产生的有源噪声。另外，设计还采用了可变电容和固定电容并联的模式，使得电容的可调节范围变大，使其具有较宽的调节范围。

图2 压控振荡器核心电路Fig.2 The core circuit of VCO

电路中，Q1和Q2产生负阻，而电感和电容存在寄生电阻，要使得电路能够起振，电路必须满足交叉耦合管提供的等效负阻的绝对值不小于寄生电阻，该LC振荡器的振荡频率如下：

其中，电容C是可变电容和固定电容的并联值。电感L是对电路结构影响很大的一个参数，在确定电感参数时，由于工艺的原因，电感集成有一定的困难，其成本也很高，电感值的增加会增大集成芯片的面积，因此本文设计采用1.8 nH左右的电感。设计采用的可变电容和固定电容并联的模式，增大了电容的可调节范围，从而使压控振荡器具有较宽的调节范围。

2.2 相位噪声分析

相位噪声是振荡器电路设计最重要的性能指标，直接影响着信号的传输质量和电路的可靠性。在锁相环的设计和应用方面主要采用其频域公式，本设计中，相位噪声是用频域的单边基带谱密度Wφ（f）来表示的，并依据Leeson模型优化电路的相位噪声。Leeson模型是基于线性时变系统的讨论，等式可描述为：

由上式可知，典型的相位噪声频谱包括有三个部分，如果适当调整交叉耦合晶极管的发射极面积，双极型器件中1/f噪声对电路的总体噪声减小，可以忽略。此时，1/f2部分为相位噪声的主要部分，因此，Leeson模型可以简化为：

由上式可知，在选定的工艺条件下，振荡器工作于某一频率，决定其相位噪声的参数为：输出电压波形的幅度A，谐振网络的等效电阻R，谐振网络的品质因数Q，相位噪声系数F，振荡频率f0。为了得到更好的相位噪声，需要对这些影响参数进行调整，其中谐振的Q和电阻主要与电感的Q决定，主要取决于器件所用的工艺。输出电压波形的幅度主要与振荡电路的等效电阻和尾电流源（镜像电流源）有关，因此，增加尾电流源可以从一个方面减小振荡器的相位噪声，尾电流源的噪声，通常采用电感电容滤波的方法改善。

2.3 二次谐波滤波技术

文中设计的压控振荡器采用差分结构，奇次谐波可以在差分电路中进行传播，因此振荡回路基频上的相位噪声不会受到奇次谐波上噪声的影响，而偶次谐波通过共模通路流动，为了减小偶次谐波附近的噪声，给高次谐波提供一个交流地电位，设计思路是采用在共模点并联一个大电容的方法，这样就减小共模点的电压波动，抑制了偶次谐波产生的噪声损耗。设置并联电容值的原则是必须使二次谐波频率高于低通滤波器的截止频率，这样就能滤除二次谐波以上的偶次谐波。这种设计方法可以有效地抑制谐波失真，使输出电压波形更加匀称。

此设计方法在一定程度上也有不足之处，电容的并联作用减小了高频偏置下的电流源输出阻抗，使振荡回路对电源电压的变化更加敏感。为了避免谐振回路能量的损失，需要在共模点与偏置电流源管之间接一个电感，其理想的等效阻抗接近无穷大。因此，在提高了共模点上高阻抗的同时，又降低了谐振回路的品质因数。采用二次谐波滤波技术，不仅有效地抑制了偏置电流源噪声上变频到振荡器的相位噪声上，同时也降低了晶体管对振荡器的相位噪声的影响。

3 电路仿真和结果分析

以下是本文电路的仿真分析，图3为压控振荡器的输出瞬态波形，控制电压为1.8 V时，可以看出振荡器所需的起振时间约为227 ns，在1.8 V控制电压下，振幅达到600 mV。图4为压控振荡器输出信号的频谱图。

图3 压控振荡器的输出瞬态波形Fig.3 Output transient waveform of VCO

图4 压控振荡器输出信号的频谱图Fig.4 Output signal frequency spectrum of VCO

该压控振荡器的频率－电压调谐特性曲线如图5所示。在控制电压从0.7～8 V的变化范围内，其振荡频率从1.9 GHz变化到2.1 GHz，频率调谐范围达到200 MHz。但是随着调谐电压增大，振荡频率上升的斜率逐渐减小，这主要是由变容管的C－V特性决定的。

图5 压控振荡器频率－电压调谐特性曲线Fig.5 Frequency－voltage tuning curve of VCO

图6为中心频率2.0 GHz附近的相位噪声曲线，可见，二次谐波滤波的方法将本文设计的压控振荡器的相位噪声在很大的范围内减小了，并且越是靠近振荡的中心频率，改善效果越明显，实现了在宽调谐范围内得到较低且相对稳定的相位噪声。利用二次谐波滤波技术[11]改进电路后，在10 kHz处的相位噪声为－48.824 dBc/Hz，在400 kHz处的相位噪声分别为－141.109 dBc/Hz，在1 MHz处的相位噪声为－148.825 dBc/Hz，结果显示压控振荡器的噪声性能良好。

4 结 论

文中介绍了一种应用于锁相环电路中的LC压控振荡器，其核心电路是采用交叉耦合型负阻结构来实现的，为了降低压控振荡器的相位噪声，不仅对电路中的电容电感值都进行了优化，还采用了二次谐波滤波技术。最后对电路进行仿真，结果显示，该压控振荡器的中心频率为2.0 GHz，振荡频率的范围振荡频率[12]从1.9 GHz变化到2.1 GHz。采用二次谐波滤波技术后，在距中心频率10 kHz处其相位噪声为－48.824 dBc/Hz，400 kHz 处为－141.109 dBc/Hz，1 MHz 处为－148.825 dBc/Hz，从而有效地改善了高频波段压控振荡器的相位噪声。

图6 经过二次谐波滤波的相位噪声Fig.6 Phase noise after a second harmonic filtered

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