一种基于微带开口环的双通带滤波器设计

林新峰，夏文祥

（电子科技大学 电子工程学院，四川 成都 611731）

现代通信系统对选频器件的要求越来越高，为避免相邻信道和多径干扰，一般要求滤波器等器件具有很高的带外抑制度。而在滤波器设计中，带外抑制是个很重要的特性，通常我们可以在插入损耗响应中引入传输零点来提高滤波器的阻带特性[1-2]。

这篇文章是根据文献[3]、[4]展开的，我们对比了传统对称结构与非对称结构的传输性能，分析了由于结构不对称产生的两个传输零点对于滤波器传输性能的影响，并讨论了结构关键参数对于传输特性的影响，并在此基础上设计了一个用于镜像抑制的双通带滤波器。

1 双环微带带通滤波器的传输特性分析

由文献[3]中可以引出，双环微带带通滤波器的结构如图1所示，图中的l=l1+l2=λgo/2中λgo表示滤波器入射波波长，Cg表示开口环环扣耦合电容，由开口大小g决定，s1表示两环耦合间距，传统结构中，两端馈线位置左右对称，而图1中所示是馈线不对称的情况。

在射频EDA软件ADS中进行不同结构的仿真对比，采用F4（聚四氟乙烯）的基片，εr=2.6，h=1 mm。通带特性曲线如图2所示。由图2可以看出，由于非对称结构引入两个传输零点，所以滤波器带外衰减比对称结构大，在通带附近，非对称结构中的两个传输两点在2.9 GHz和4.3 GHz左右都能达到40 dB以上的衰减，两种结构的带宽基本相同。这说明，结构变化对于带宽影响不大。

图1 采用非对称馈线的双环滤波器版图Fig.1 Layout of the filter using two open-loop ring resonators with asymmetric tapping feed lines

图2 不同结构的通带响应曲线Fig.2 Bandpass characteristic curves of different structure

2 非对称结构中参数分析

由文献[4]中引出的一种非对称双环结构，如图3所示，开口环的线宽不是相同的，左右馈线的位置也不是中心对称的，下面在仿真软件中对于馈线位置，线宽比，两环间距对于滤波器通带特性的影响进行仿真对比。

图3 另一种非对称结构的版图Fig.3 Layout of another kind of asymmetric double-loop structure

2.1 不同线宽比的仿真曲线

图4表示不同线宽比的仿真曲线，图中线宽比w1/w2分别为3、1.5、1，可以看出，随着线宽比的减小，滤波器通带会向高频段移动；线宽比增大，上阻带抑制会变好，这个主要是慢波效应的影响。因而，利用这用慢波效应[5-7]，可以得到更好的带外抑制效果，并且和普通的双环谐振带通滤波器相比，面积减缩了30%[4]。

图4 不同线宽比的仿真曲线Fig.4 The simulation curves of different ratio of line width

2.2 不同环间距的仿真曲线

图5表示不同环间距的仿真曲线，环间距s分别取0.25 mm、0.35 mm、0.45 mm。由图中可以看出，如果间距s减小，双环耦合量增加，两个谐振波峰外移，中间的波谷变深，滤波器带宽增加，带内波纹系数增大。

2.3 两端馈线不同位置的仿真曲线

图6表示两端馈线不同位置的仿真曲线，仿真中取l1=l2，分别取1.5 mm、2 mm、2.5 mm。输入输出馈线的位置l1和l2也可以独立调节来控制滤波器频响特性两个波峰和一个波谷的频率和插损。如图6所示，当l1和l2相等时，它们的值越大，波峰之间的波谷越深，但带宽却基本保持不变。这与改变双环间距s不同。图7显示如果尺寸l1固定在2 mm不变，而改变l2尺寸，波纹形状会发生显著变化。l2越大，左边波峰和波谷之间的插损间距基本不变，然而右边波峰和波谷的插损间距显著变大，出现左边波峰相比右边波峰越来越低的频响特性。出现这种特性的原因是：当l1或l2越大，馈线输入位置离谐振腔的虚地越近，导致耦合变弱，或者品质因数变大。因而通过调节l1和l2的大小，滤波器频响特性两个波峰和波谷的频率和插损都可以很方便的调节。

图5 不同环间距的仿真曲线Fig.5 The simulation curves of different gap between the rings

图6 不同馈线位置的仿真曲线Fig.6 The simulation curves of different positions of the feed lines

图7 相同l1的情况下，不同l2值的仿真曲线Fig.7 The simulation curves of different value of l2with the same l1

3 双通带带通滤波器的设计

由以上分析可以看出，调节各参数可以调整传输零点的位置，从而产生第二个通带，通过选取合适的w1、w2以及两端馈线的位置，确定两个通带的中心频点。w1=5 mm，w2=2 mm，l1=l2=0 mm，s=0.25 mm则由图8可以看出，两个传输两点在2.5 GHz和4.15 GHz处，在2.6 GHz和5.6 GHz处有带宽200 MHz的通带。

图8 双通带滤波器的仿真曲线S21Fig.8 The simulation curves of the duel-band bandpass filter

由于作为镜像抑制滤波器，要求对镜像频点的抑制度较高。图8中的曲线带外衰减不是很高，所以考虑采用两级级联得到所要求的带外衰减。如图9，调节两级级间耦合距离，优化部分参数，使得两处通带的中心频点变成3.51 GHz和5.78 GHz，带宽变为100 MHz和80 MHz，此带通滤波器可以用于Wimax宽带无线接入技术中，作为接收机的镜像抑制滤波器使用，由于带外的抑制度较高，无论使用高本振还是低本振都很适合。

例如，在3.5 GHz Wimax接收机中，射频输入为3.5 GHz，带宽20 MHz，中频输出480 MHz。采用高本振的情况下，镜像频率和半中频干扰分别是4.44 GHz和3.74 GHz处，图9中可以看出两处衰减都在40 dB以上，所以此结构很适用于镜像抑制使用。图10为两级级联滤波器的版图设计。

图9 级联滤波器的仿真曲线S21Fig.9 The simulation curves of the cascaded filter

图10 级联滤波器的版图Fig.10 Layout of the cascaded filter

4 结 论

本文提出了一种双通带带通滤波器的设计，它由两级非对称耦合开口环级联而成，信号由输入端口到输出端口的不同路径在插入损耗响应里产生一个传输零点，而通过改变谐振器之间的耦合和其他一些参数就可改变传输零点的位置，改变两个通带的中心频点和通带间距，达到我们的设计要求。

[1]Chang C Y，Hsu W C.Novel planar，square-shaped，dielectric waveguide，single，and dual-mode filters [J].IEEE Trans Microwave Theory Tech，2002，50（11）： 2527-2536.

[2]Hong J S，Lancaster M J，Jedamzik D，et al.On the performance of HTS microstrip quasi-elliptic function filters for mobile communication application[J].IEEE Trans Microwave Theory Tech，2000，48（7）：1240-1246.

[3]Hsieh L H，Chang K.Tunable microstrip bandpass filters with two transmission zeros[J].IEEE Trans on Microwave Theory，2003，51（2）：520-525.

[4]康炜.宽带无线通信射频技术研究 [D].江苏：东南大学，2009.

[5]Hong J S，Lancaster M J.Microstrip slow-wave resonator filters[J].IEEE MTT-S，Digest，1997，712-716.

[6]Hong J S，Lancaster M J.Theory and experiment of novel microstrip slow-wave open-loop resonator filters[J].IEEE Trans.Microwave Theory and Techniques，1997，45 （12）：2358-2365.

[7]Hong J S.Microstrip tapped-line filter design[J].IEEE Trans.Microwave Theory and Techniques，1979，27（1）：43-50.