一种融合电能变换与可见光通信VPPM调制的控制策略
2024-12-03郑勇林维明林中寅黄舒晨
摘 要：面对独立光伏发电系统的小卫星间可见光通信应用，提出一种谐振三端口LED驱动电路，实现软开关高效光伏电能变换，对所提出驱动电路稳态特性和关键参数进行具体分析设计。结合驱动电路，提出一种融合电能变换与可见光通信的可变脉冲位置调制（VPPM）调制控制策略，利用输出脉冲电流的位置实现数据传输，通过调节输出脉冲电流宽度完成通信所需亮度调节，适用于较远距离可见光通信调制，同时实现照明恒流控制。详细分析融合控制原理和控制过程，最后进行计算机仿真验证，并设计制作一台所提出驱动电路与融合控制策略的额定输出0.6 A/20 W实验样机，样机效率最高可达95.6%，通信原理样机数据传输速率为10～20 kbps，验证了所提出的驱动电路和融合控制策略的有效性。
关键词：多输入多输出；LED照明；三端口谐振驱动电路；可见光通信；VPPM调制；融合控制策略
DOI：10.15938/j.emc.2024.10.017
中图分类号：TM46
文献标志码：A
文章编号：1007-449X（2024）10-0177-16
收稿日期： 2023-12-20
基金项目：福建省科技厅高校产学重大项目（2014H6012）
作者简介：郑 勇（1999—），男，硕士研究生，研究方向为电力电子变流技术；
林维明（1964—），男，博士，教授，博士生导师，研究方向为电力电子变流技术；
林中寅（1998—），男，硕士研究生，研究方向为电力电子变流技术；
黄舒晨（1999—），女，硕士研究生，研究方向为电力电子变流技术。
通信作者：林维明
Control strategy combined power conversion with VPPM modulation of visible light communication
ZHENG Yong， LIN Weiming， LIN Zhongyin， HUANG Shuchen
（Fujian Key Laboratory of New Energy Generation and Power Conversion， Fuzhou University， Fuzhou 350108， China）
Abstract：In the application of the visible light communication between small satellites for independent photovoltaic power generation system， a resonant three-port LED driver was proposed. The steady state characteristics of the proposed driver and the key parameter were theoretically derived and analyzed. Combined with the proposed driver， a control strategy incorporating variable pulse position modulation （VPPM） of visible light communication modulation with power conversion LED driver was proposed， which the position of the output pulse current was utilized to realize data transmission， and the brightness adjustment required for communication was completed by adjusting the width of the output pulse current， which is used to be suitable for longer distance VLC modulation， and the output average current for lighting can be controlled to be constant. The control principle and control process were analyzed in detail. The computer simulation was carried out. An experimental prototype of the proposed driver and its hybrid control strategy with a rated output of 0.6 A/20 W was designed and set up， with an efficiency of up to 95.6%， and a data transmission rate of 10 kbps-20 kbps.The simulation and experimental results have been obtained to verify the proposed resonant three-port LED driver and its hybrid control strategy.
Keywords：multiinput-multioutput; LED lighting; resonant three-port driver; visible light communication; VPPM; hybrid control strategy
0 引 言
卫星开关电源的性能直接决定卫星运行期间设备是否正常工作以及飞行任务的完成质量［1］。全世界超过90%的卫星电源采用光伏发电，为了实现连续可靠供电，经常利用蓄电池平衡光伏受光照影响而具有波动性、间歇性特点的输出功率［2-3］。随着分布式卫星系统的发展，基于第四代电光源LED的星间可见光通信技术的研究也成为重点［4-5］。可见光通信（visible light communication，VLC）技术是一项非常有发展潜力的通信技术，与传统的微波卫星通信相比，可见光具有多个方面的优势：可见光通信可利用的频带宽度超过4×106 GHz，高达微波频带宽度总和的一万多倍；可见光通信使用频段不受限制；可见光卫星通信设备的灵活性与可扩展性强；可见光通信链路不易被截断，具有较强的保密性，借助这些独特优势可见光通信成为研究热点［6-9］。
高效率的多端口变换器是小卫星电源的重要研究方向，非隔离三端口DC-DC变换器具有高功率密度、高效率等优点。非隔离三端口变换器拓扑构成方式主要分为三种［10-13］：1）将Boost、Buck、Buck-Boost等基本电路通过级联、串并联等方式组合得到；2）根据基本开关单元以及开关单元组合/连接规则推演得到；3）增加新的功率路径。文献［14］在四开关Buck-Boost的基础上构造了第三个功率端口，提出了一种四开关三端口变换器，通过复用H桥左桥臂开关管，减少了有源器件数量。文献［15］提出一种具备高增益升压能力的非隔离型三端口DC/DC变换器，该变换器通过在传统Boost三端口网络中串入由二极管和电容构建的DCM升压单元来提高其输入输出增益。文献［16］提出一种非隔离双向三端口升降压变换器拓扑，该变换器由三个双向Buck/Boost开关单元不通过直流母线电容级联组合而成，完全消除了中间母线电解电容，提高系统可靠性，且任意两个端口之间均为单级升降压变换，大大提高了变换器的变换效率和功率密度。
随着电力电子技术以及通信技术的发展，采用高效电力电子开关变换器来实现VLC供电与调制受到了越来越多的关注。可以将VLC开关变换器分为三大类，一类开关变换器通过并联开关管的形式来实现VLC，比如在文献［17］中基于Buck变换器提出了一种并联开关调制电路，通过使用与LED并联开关管的可变脉冲位置调制方案来实现可见光通信调制。一类开关变换器通过串联开关管的形式来实现VLC，文献［18］利用与LED串联的开关管来施加幅度调制，开关管通过快速控制回路将通信数据添加到无纹波LED驱动输出电流中。一类变换器没有额外附加开关管，而是通过工作在开关模式的VLC调制开关变换器电路实现，文献［19］提出了一种基于双输入Buck（TIBuck）的开关模式调制电路，该电路由高频Buck和低频Buck构成，高频Buck产生通信信号，仅处理总功率的一小部分，低频Buck用于产生直流偏置，处理大部分功率，在得到较高效率的同时具有高通信性能。类似地，文献［20］提出了一种基于高频Buck和低频Boost功率分配的开关模式调制电路。
可见光通信的调制策略主要分为单载波调制、多载波调制和脉冲调制，其中，脉冲调制属于单载波调制方式中的一种［21］。主要单载波调制方式有振幅键控（ASK）、相移键控（PSK）、频移键控（FSK）等。文献［22］中将PWM和VPPM调制方式结合起来，两个编码方案分别用于光色和亮度的控制，提出了一种使用具有色域和调光控制的可见光LED的数据传输方案。文献［23］提出一种融合可变开关键控（VOOK）和分层正交频分复用（OFDM）的高效频谱混合调制，所提出方法能够实现线性调光控制，且具有高效的频谱效率。目前，基于LED的室内VLC技术的研究成果颇丰，但星间VLC技术的相关研究尚处于起步阶段。
本文提出一种三端口LED谐振驱动电路，详细分析提出电路工作原理和工作过程。结合所提出驱动电路，提出一种融合电能变换与可变脉冲位置调制（variable pulse position modulation，VPPM）可见光通信调制的控制策略，利用输出脉冲电流的位置实现数据传输，通过调节输出脉冲电流宽度完成通信所需亮度调节和实现照明恒流控制。文中对提电路和融合控制策略进行详细分析，对电路输入输出电压增益、开关器件应力等稳态特性进行理论推导，并对电路关键参数设计进行具体分析。最后进行计算机仿真验证，并设计制作一台额定0.6 A/20 W所提出电路实验原理样机。计算机仿真和实验结果表明，所提出的融合电能变换LED驱动电路可见光通信的VPPM调制策略实现数据传输和照明恒流控制，验证所提驱动电路和融合可见光通信调制控制策略的有效性。
1 谐振三端口LED驱动电路
1.1 电路结构
谐振三端口LED驱动电路如图1所示。其中谐振开关电容（resonant switched-capacitor，RSC）电路单元由电感L2、开关管S3和S4、二极管D4和D5、开关电容C3、输出滤波电解电容Co和LED负载组成；Boost电路单元由光伏发电单元Vpv、蓄电池储能单元Vbat、电感L1、开关管S2、二极管D1和D3、电容C1和C2组成；二极管D2和开关管S1都是慢管，分别用于光伏和蓄电池与RSC电路的连接，RSC电路工作在谐振电感电流断续模式实现软开关ZVS和ZCS。
1.2 电路工作原理
本文主要分析了提出三端口LED驱动电路的4种工作模式，工作模式1为光伏单独向LED负载供电、工作模式2为蓄电池单独向LED负载供电、工作模式3为单输入双输出、工作模式4为双输入单输出。图2为三端口LED驱动电路各工作模式，箭头表示各端口间的功率传输方向。
为简化分析，现做如下假设：
1）所提出电路中所有元器件均为理想器件，不考虑寄生参数和损耗；
2）电容C1、C2、Co容值足够大，其两端电压恒定，电压纹波忽略不计。
工作模式1下三端口LED驱动电路等效为RSC电路，如图3（a）所示，Ppv=Po，光伏单独向LED供电。工作模式2下三端口LED驱动电路等效为RSC电路，如图3（b）所示，Pbat=Po，光伏不工作，由蓄电池提供给LED所需的全部功率。
工作模式1和工作模式2下RSC电路输入电压分别等于光伏两端电压和蓄电池两端电压。设RSC电路输入端电压为Vin，RSC电路中谐振开关电容C3和电感L2组成一个谐振网络，定义谐振角频率为ωr、谐振频率为fr、电路稳态增益为M分别为：
ωr=1L2C3；
fr=12πL2C3；
M=VoVin。（1）
在一个开关周期Ts内根据开关管S3、S4的导通状态，RSC变换器存在6个工作模态，图4为电路主要工作波形图。
图5为一个开关周期Ts内各工作模态等效电路图，电路工作过程分析如下。
模态1［t0-t1］：等效电路如图5（a）所示。t0时刻前开关管S3电压vC3和电感电流iL2均为零。从t0时刻开始，开关管S3 ZCS开通，Vin通过开关管S3、电容C3、二极管D4、S4均关断，二极管D4、D5均反向截止，电容C3、电感L2给输出电容Co和LED负载供电。此时，谐振电容C3和电感L2参与谐振，谐振频率为fr。
该阶段谐振电感L2电流为
iL2（t）=C3ωr（Vin-Vo）sin（ωr（t-t0））。（2）
谐振过程电感电流最大值为
iL2_max=C3ωr（Vin-Vo）。（3）
谐振电容C3两端电压、电感L2电流、开关管S3、S4和二极管D4、D5电压为：
vC3（t）=（Vin-Vo）（1-cos（ωr（t-t0）））；
vS3=vD4=0；
vS4=vC3；
vD5=Vin－vC3。（4）
t1时刻，谐振电容电压vC3谐振到等于Vin，二极管D5正向导通，谐振过程结束。此时，开关管S4的电压达到最大值，等于输入电压Vin。
将vC3（t1）=Vin代入式（4）可以得到该谐振过程持续时间
Δt1=t1－t0=1ωrarccos（VoVo－Vin）。（5）
将式（5）代入式（2）得到t1时刻的电感电流
iL2（t1）=C3ωrVin1－2VoVin。（6）
模态2［t1-t2］：等效电路如图5（b）所示。t1时刻，vC3（t1）=Vin，开关管S3 ZCS关断，二极管D5正向导通。电感L2通过二极管D4、D5给输出电容Co和LED负载供电，电感电流iL2以斜率Vo/L2线性下降。
该阶段电感L2电流为
iL2（t）=C3ωrVin1－2VoVin－VoL2（t-t1）。（7）
谐振电容C3两端电压、开关管S3、S4和二极管D4、D5电压为：
vC3（t）=Vin；
vS3=vD4=vD5=0；
vS4=vC3。（8）
t2时刻，电感电流iL2下降到零。根据式（7）和式（8）得到该阶段持续时间
Δt2=t2－t1=VinωrVo1－2VoVin。（9）
模态3［t2-t3］：等效电路如图5（c）所示。t2时刻，电感电流iL2下降到零，二极管D4、D5零电流关断。此时，由输出电容Co给LED负载供电。
该阶段谐振电容C3两端电压、电感L2电流、开关管S3、S4和二极管D4、D5电压为：
vC3（t）=Vin；
iL2（t）=0；
vS3=vD5=0；
vS4+vC3=Vin。（10）
t3时刻，开关管S3零电压、零电流关断。模态1～3持续时间为半个开关周期，即
t3=Ts2=12fs。（11）
模态4［t3-t4］：等效电路如图5（d）所示。t3时刻，开关管S3零电压、零电流关断，S4零电流导通，二极管D4反向截止，D5正向导通。谐振电容C3通过开关管S4、二极管D5和电感L2给输出电容Co和LED负载供电。此时，谐振电容C3和电感L2参与谐振，谐振频率为fr。
该阶段电感L2电流为
iL2（t）=C3ωr（Vin-Vo）sin（ωr（t-t3））。（12）
谐振过程电感电流最大值为
iL2_max=C3ωr（Vin-Vo）。（13）
谐振电容C3两端电压、电感L2电流、开关管S3、S4和二极管D4、D5电压分别为：
vC3（t）=Vo+（Vin-Vo）cos（ωr（t-t3））；
vS3=Vin－vC3；
vS4=vD5=0；
vD4=vC3。（14）
t4时刻，谐振电容电压vC3谐振到0，二极管D4正向导通，谐振过程结束。将vC3（t4）=0代入式（14）可以得到该谐振过程持续时间和模态1谐振时间相等。该阶段电感电流iL2工作波形和模态1相同，t4时刻电感电流iL2（t4）和t1时刻相等。
模态5［t4-t5］：等效电路如图5（e）所示。t4时刻，vC3（t1）=0，开关管S4 ZCS关断，二极管D4正向导通。电感L2通过二极管D4、D5给输出电容Co和LED负载供电，电感电流iL2以斜率Vo/L2线性下降。
该阶段电感L2电流为
iL2（t）=C3ωrVin1－2VoVin－VoL2（t-t4）。（15）
谐振电容C3两端电压、开关管S3、S4和二极管D4、D5电压分别为：
vC3（t）=0；
vS3=Vin；
vS4=vD4=vD5=0。（16）
t5时刻，电感电流iL2下降到0。该阶段持续时间和模态2相同。
模态6［t5-t6］：等效电路如图5（f）所示。t5时刻，电感电流iL2下降到0，二极管D4、D5零电流关断。此时，由输出电容Co给LED负载供电。
该阶段谐振电容C3两端电压、电感L2电流、开关管S3、S4和二极管D4、D5电压为：
vC3（t）=0；
iL2（t）=0；
vS3+vD5=Vin；
vS4=vC3=0。（17）
t6时刻，开关管S4零电压、零电流关断，S3零电流开通，开始下一个开关周期，该阶段持续时间和模态3相同。
1.3 电路稳态特性
1）输入输出电压变比。
设RSC路输入端电压为Vin，理想情况下，变换器输出功率等于输入功率为
Pin=VinIin=Po=VoIo。（18）
Iin为一个开关周期对应的光伏发电输出电流的平均值，f3为开关管S3、S4的开关频率，由式（4）和式（5）可以得到
Iin=∫Δt10iL2（t）dt·f3=
∫1ωracos（VoVo－Vin）0C3ωr（Vin-Vo）sin（ωrt）dt·f3=
C3f3Vin。（19）
由式（18）和式（19）得到输出功率Po表达式为
Po=C3f3V2in。（20）
设Ro=Vo/Io为输出端等效电阻负载，代入式（20）可以得到输入电压和输出电压的关系为
Vo=VinC3f3Ro。（21）
由式（21）可得输入输出电压变比为
M=VoVin=C3f3Ro。（22）
2）软开关特性。
RSC电路工作在电感电流断续模式，由分析得到功率器件的软开关情况，如表1所示。
开关管S3导通、S4关断，电容C3和电感L2谐振到电容C3两端电压等于输入电压时，谐振过程结束，电容C3两端电压被钳位到等于输入电压并保持不变，开关管S3两端电压为零，当开关管S3关断时为零电压关断。开关管S3关断、S4导通，电容C3和电感L2谐振到电容C3两端电压等于零时，谐振过程结束，电容C3两端电压被钳位到等于零并保持不变，开关管S4两端电压为零，当开关管S4关断时为零电压关断。
为了使电路工作在电感电流断续模式以实现开关管S3、S4零电流开通关断，需要满足的条件为
Δt1+Δt2lt;t3。（23）
将式（5）、式（9）、式（11）代入式（23）得到开关管S3、S4零电流开通关断的条件为
ωrgt;2f3（arccos（VoVo－Vin）+VinVo1－2VoVin）。（24）
由式（24）可知ZVS只与谐振网络的谐振角频率、开关频率和电压增益有关。
3）开关应力特性。
开关管S3、S4和二极管D4、D5的电压应力等于输入电压最大值：
vS3_max=vS4_max=vD4_max=vD5_max=vin_max。（25）
开关管S3、S4的电流应力为电感电流最大值为
iS3_max=iS4_max=iL2_max=C3ωr（Vin-Vo）。（26）
1.4 电路损耗
根据1.3节表1可知，功率MOS管S3和S4实现了ZCS开通，ZVS、ZCS关断，二极管D4和D5实现了ZCS开通关断，开关损耗可近似为零。功率MOS管S3和S4以及二极管D4和D5都存在通态损耗。将功率MOS管S3和S4的导通压降用VDS表示，将二极管D4和D5的导通压降用VPN表示，开关频率为f3。
由式（2）和式（5）可知功率MOS管S3的通态损耗PS3，可以表示为
PS3=VDS∫t1t0iL2（t）dtf3=VDSC3Vof3。（27）
由式（5）和式（12）可知功率MOS管S4的通态损耗PS4，可以表示为
PS4=VDS∫t4t3iL2（t）dtf3=VDSC3Vof3。（28）
由式（2）、式（5）、式（7）、式（9）、式（15）可知二极管D4的通态损耗PD4，可以表示为
PD4=VPN（∫t1t0iL2（t）dt+∫t2t1iL2（t）dt+∫t5t4iL2（t）dt）f3=
VPNC3Vo+2C3Vin（1Vo－2）－
V2inω2rL2Vo（1－2VoVin）f3。（29）
由式（5）、式（7）、式（9）、式（12）、式（15）可知二极管D5的通态损耗PD5，可以表示为
PD5=VPN（∫t2t1iL2（t）dt+∫t4t3iL2（t）dt+∫t5t4iL2（t）dt）f3=
VPNC3Vo+2C3Vin（1Vo－2）－
V2inω2rL2Vo（1－2VoVin）f3。（30）
电路损耗还包括电感的铁心涡流损耗、磁滞损耗、电感绕组损耗和电路分布参数等杂散损耗，这里统一称为磁性元件与其他损耗，并表示为Ploss，由相关数据手册计算约为0.32 W。
因此，电路总损耗Padd可以表示为
Padd=PS3+PS4+PD4+PD5+Ploss。（31）
表2为电路损耗计算结果。
2 融合可见光通信VPPM调制的控制策略
2.1 控制原理
三端口LED驱动电路融合可见光通信VPPM通信调制的融合控制框图如图7所示。本文采用PWM+PFM的控制方式，通过调节占空比d实现光伏发电向蓄电池端口充电储能，通过谐振变频f实现LED稳定恒流输出。
左侧环路计算开关占空比d，Vbat_ref和Ibat_ref分别为设定的蓄电池最大安全充电电压和电流，vMPPT为经MPPT算法计算得到的光伏MPPT控制环路参考电压。当蓄电池未充满时，MPPT环路输出的占空比dMPPT为最小值起控制作用；当蓄电池充满时，蓄电池的电压或者电流会超过安全限制，对应环路输出的占空比为最小值，使蓄电池工作在恒压或者恒流状态。
2.2 控制工作过程
1）VPPM数据调制。
VPPM是在脉冲位置调制（pulse position modulation，PPM）和PWM基础上提出的一种兼具通信和亮度控制的高效调制方式。VPPM调制方式数据传输的基本原理是2-PPM，根据脉冲在一个码元周期内出现的位置来定义信号‘0’和‘1’，根据需要传输的二进制数据信号‘0’和‘1’相应的调整脉冲的位置实现数据传输。
以两个时钟周期为一个码元周期，如果数据脉冲以码元周期的起始点为上升沿发出位置，则视为发出数据0，如果数据脉冲以码元周期的结束点为下降沿发出位置，则视为发出数据1，如图8所示。
图8为不同调光下的VPPM调制方式示意图，LED光强度与流过的正向电流成正比，VPPM调制方式传输数据仅与脉冲位置信息有关，与脉冲宽度无关，因此通过调整脉冲宽度可以实现LED亮度调节，通信和亮度通过融合控制同时调节。
亮度调节为60%调光，如图9所示，VPPM调制电路工作过程分析如下：
在t0-t1时刻，开关S3开通，为等效电路图4（a），工作过程分析同图4（a）；S4开通，为等效电路图4（d），工作过程分析同图4（d），LED输出恒定电流io。
稳态工作t1-t2和t2-t3为t0-t1相同的工作阶段，开关S3与S4由融合控制策略控制开通，工作过程同图4等效电路分析一致。
在t3-t4时刻，S3和S4都关断，输出电容单独放电为LED供电，电容只放电直至流过LED的电流iLED逐渐减小至零。
在t4-t5时刻，S3和S4仍然关断，输出电容放电至零，流过LED的电流iLED一直保持为零。发射数据1周期工作过程分析同发射数据0周期。
2）照明恒流控制。
通过调节开关频率f实现LED恒流控制，如图10所示，将经过低通滤波器得到的采样输出电流io与照明参考电流Io-ref作比较，经PI控制器和通信数据转换函数组合得到开关频率f，实现期望数据交流电流和照明直流电流，保持照明平均电流恒定。
3 主电路关键参数设计
3.1 谐振开关电容的设计
由式（20）可知，RSC电路输出功率与开关频率、输入电压和谐振开关电容有关，由于RSC电路采用脉冲频率调制（pulse frequency modulation，PFM）控制方式，因此，只需在最低输入电压、最大开关频率下满足输出功率即可。由此，得出计算谐振开关电容C3大小的表达式为
C3=Pof3_maxV2in_min。（32）
3.2 谐振电感的设计
由式（20）和式（21）可知，RSC变换器输出功率和电压增益只与输入电压、谐振电容、开关频率有关，而从软开关特性可知软开关条件只与谐振网络的谐振角频率、开关频率和电压增益有关。当输入输出工作情况和开关频率都确定后，在选定谐振电容的情况下，只需要通过合理设计电感L2便可实现电路中功率器件软开关。设电路工作在电感电流断续模式时临界谐振角频率为ω0，可表示为
ω0=2f3_max（arccos（VoVo－Vin_min）+
Vin_minVo1－2VoVin_min）。（33）
便可得出唯一的临界值ω0使所有功率器件实现软开关。
因此，只需满足ωrgt;ω0即可实现全工作范围软开关，将式（1）代入式（24）得到满足断续工作模式时电感L2需满足的设计条件为
L2lt;1ω20C3。（34）
图12为不同开关频率下电感L2大小与输入电压关系，由式（34）便可得到电感L2满足工作条件的最大值。
4 仿真与实验结果
为了验证前述理论分析的正确性和可行性，对所提出的谐振三端口LED驱动电路进行计算机仿真和实验验证。电路参数如表3所示。
4.1 仿真结果
4.1.1 软开关特性
1）工作模式1和2。
图13、图14分别为电路工作在工作模式1和2下的实验波形。该模式下只有RSC电路单元工作，RSC电路工作在电感电流断续模式，开关管S3、S4的驱动信号互补，占空比均为0.5。由图13、图14可知，开关管S3、S4和二极管D4、D5均工作在软开关条件下，图13（a）为S3、S4的软开关波形，可知开关管S3、S4实现了ZCS开通，ZCS、ZVS关断，二极管D4、D5实现了ZCS关断。
2）工作模式3。
图15为工作模式3下的实验波形图。该模式下Boost电路单元和RSC电路单元并联工作，其中Boost电路工作在电感电流连续模式，RSC电路工作在电感电流断续模式，开关管S3、S4的驱动信号互补，占空比均为0.5。开关管和二极管均软开关工作，开关管S3、S4实现了ZCS开通，ZCS、ZVS关断，二极管D4、D5实现了ZCS关断。
由上述功率器件的电压电流仿真波形可以分析得出：在不同的工作模式下，开关管S3、S4均实现了ZCS开通，ZCS、ZVS关断，二极管D4、D5均实现了ZCS关断。
4.1.2 VLC特性
图16为RSC电路单元融合VPPM调制方式，60%调光下，通信速率为10～20 kbps，传输数据信号分别为010101、001001、011011、000111时的波形。电路工作在打嗝模式，利用输出电流脉冲的不同起始位置携带数据并进行传输。
由上述仿真结果可以分析得出：仿真电路输出电流的波形根据传输数据信号进行改变，说明发送数据成功。
4.2 实验结果
为了进一步验证理论分析的正确性，本文采用TMS320F28335数字控制芯片，设计制作了一台所提出LED驱动电源实验样机，如图17所示。
4.2.1 软开关特性
1）工作模式1和2。
图18、图19分别为电路工作在模式1和模式2下的实验波形。该模式下只有RSC电路单元工作，RSC电路工作在电感电流断续模式，开关管S3、S4的驱动信号互补，占空比均为0.5。开关管S3、S4和二极管D4、D5均工作在软开关条件下，开关管S3、S4实现了ZCS开通，ZCS、ZVS关断，二极管D4、D5实现了ZCS关断。
2）工作模式3。
图20为电路在工作模式模式3下的实验波形。该模式下Boost电路单元和RSC电路单元共光伏发电输入并联工作，其中Boost电路工作在电感电流连续模式，RSC电路工作在电感电流断续模式，开关管S3、S4的驱动信号互补，占空比均为0.5。
由上述实验波形以及与仿真波形对比可以分析得出：在不同工作模式的样机实验下，开关管S3、S4均实现了ZCS开通，ZCS、ZVS关断，二极管D4、D5均实现了ZCS关断，与仿真结果一致。
4.2.2 VLC特性
图21为60%调光、通信距离1 m下，传输数据信号分别为101010、110110、100100、111000时的波形。电路工作在打嗝模式，利用输出电流脉冲的不同起始位置携带数据并进行传输。以上四组数据传输为例，电路可以将任意数据包中的数据调制到输出电流上。
由上述实验波形以及与仿真结果对比可以分析得出：在样机实验中，根据传输数据信号的改变，驱动电路输出的电流波形也相应变化，说明实验样机可以准确发送所需数据信号。
图22分别为通信距离分别为1、2、3 m时输出40%调光的传输数据信号、开关管S3驱动波形、负载LED电流波形和PD接收到的VPPM电压波形。随着通信距离的增加，PD接收到的光强度逐渐减弱，PD将接收到的由光信号转换成电压信号的幅值也随之减小。
由图22和图23实验波形可以看出PD接收到的光信号强度随着通信距离的增加而减小，因此由光信号转化得到的通信电压信号幅值也相应减小。而且PD通信信号幅值减小的速率也随着通信距离的增加而增加，距离由2 m增加到3 m时PD通信信号减小的幅值明显大于距离由1 m增加到2 m。PD接收到的光信号强度与输出调光无关，40%与80%调光幅值基本相同。
4.2.3 样机效率曲线
图24为样机在工作模式1光伏单独输入73 V电压下不同调光时的效率曲线。随着调光水平增加，RSC电路传输的功率越高，传输过程中电路产生的功率损耗并不明显，因此调光水平越高，效率越高。
5 结 论
本文面向小卫星间长距离可见光通信应用，提出了一种谐振三端口LED驱动电路，并针对该电路提出了一种融合电能变换LED驱动电路与VLC的VPPM调制的控制策略，通过理论分析、计算机仿真和样机实验得到如下结论：
1）所提出融合控制策略实现了电能变换与数据传输融合，在保证照明恒流输出0.6 A的情况下，原理样机数据传输速率为10～20 kbps，输出调光范围为20%～100%。
2）数据传输采用打嗝工作模式，信号变化较强，数据辨识率高，适合远距离通信需求。
3）仿真与实验结果表明，所提谐振三端口电路实现功率器件的高效ZVS和ZCS软开关，工作模式1和2下，满载样机效率最高可达93.5%；工作模式3下效率最高可达95.6%。
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（编辑：刘素菊）
