半桥驱动的恒流恒压可重构的无线电能传输系统

摘 要：

锂电池在充电过程中充电电压变化范围大，其等效阻抗不断增加，会带来恒流过充以及恒压欠充问题，结合锂电池在快速充电过程中的动态特性，提出一种基于半桥驱动的恒流恒压可重构的S/LCC-LCC无线电能传输（WPT）系统。半桥驱动的WPT系统仅用一个切换开关进行拓扑重构即可实现系统输出特性的切换，具有所用元件少，重构拓扑简单等特性。首先，给出了基于S/LCC-LCC的拓扑重构原理；其次，分析了半桥驱动的重构拓扑的恒流恒压以及零相角特性；再次，给出了WPT系统的异常工况以及相应解决办法；最后，搭建了仿真和实验平台。验证性的WPT系统在恒流模式能输出恒定电流3.47 A，在恒压模式能输出恒定电压48.2 V。仿真与实验结果验证了所提方法的正确性。

关键词：半桥驱动；无线电能传输；恒流恒压；重构拓扑；零相角

DOI：10.15938/j.emc.2024.09.017

中图分类号：TM724

文献标志码：A

文章编号：1007-449X（2024）09-0189-11

收稿日期： 2022-12-22

基金项目：国家自然科学基金面上项目（51577002）；安徽省自然科学基金面上项目（1508085）

作者简介：杨云虎（1973—），男，博士，副教授，研究方向为无线电能传输、电力电子与电力传动；

薛建志（1997—），男， 硕士研究生，研究方向为无线电能传输；

梁大壮（1998—），男， 硕士研究生，研究方向为无线电能传输；

李 钰（1999—），女， 硕士研究生，研究方向为无线电能传输；

贾维娜（1998—），女， 硕士研究生，研究方向为无线电能传输；

杨 志（1994—），男， 硕士研究生，研究方向为无线电能传输。

通信作者：薛建志

Reconfigurable WPT system with CC and CV by half bridge drive

YANG Yunhu， XUE Jianzhi， LIANG Dazhuang， LI Yu， JIA Weina， YANG Zhi

（Anhui Provincial Key Laboratory of Power Electronics and Motion Control， Anhui University of Technology， Ma’anshan 243000， China）

Abstract：

In the charging process of lithium battery， the charging voltage varies greatly， and its equivalent impedance increases continuously， which will bring about the problems of constant current overcharge and constant voltage undercharge. Combined with the dynamic characteristics of lithium battery in the fast charging process， a S/LCC-LCC WPT system with constant current and constant voltage reconfigurable based on half-bridge drive was proposed. The half-bridge driven WPT system can realize the switching of the output characteristics of the system by only one switching switch for topology reconstruction， so it has the characteristics of less components and simple reconstruction topology. First， the topology reconstruction principle based on S/LCC-LCC was given. Secondly， the characteristics of both CC/CV and ZPA were analyzed for the reconstruction topology by the half-bridge drive. Then， the abnormal working condition of the WPT system and the corresponding solution were given. Finally， the simulated and experimental platform were built， and the experimental WPT system can produce CC of 3.47 A in CC mode and CV of 48.2 V in CV mode. The simulated and experimental results verify correctness of the proposed method.

Keywords：half-bridge drive; wireless power transfer; constant current and constant voltage; reconstruct topology; zero phase angle

0 引 言

无线电能传输（wireless power transfer，WPT）是一种通过高频交变磁场传输功率的技术［1］。由于无线电能传输具有安全、可靠、灵活、方便等特点，目前已经广泛应用到各行各业中，如植入式生物医学产品［2-3］、便捷式电子设备［4-5］、电动汽车、家用电器［6-8］等。这些设备是通过无线充电技术对其锂电池充电，再由电池来驱动设备，而锂电池的充电过程包含恒流CC充电和恒压CV充电2个阶段［9-10］。

近年来，国内外学者提出了多种实现CC/CV充电的锂电池充电方案。文献［11-13］通过变频控制方法来实现系统的恒流恒压输出，但此种方法会引起频率分叉现象；另一方面，根据美国汽车工程协会的J2954，宽频率的调谐范围可能会违反某些标准的预设频率范围。文献［14-15］通过移相控制来调节逆变器的输出电压，进而保证系统的恒流恒压输出，但移相控制会导致开关管的软开关实现变得困难，进而降低整个系统的传输效率。文献［16-17］在原副边各增加一个DC-DC变换器，其通过检测电压或者电流来调节DC-DC变换器的占空比。此种方法不但会增加系统的体积和成本，还会引入额外的损耗降低系统传输效率。文献［18-19］采用混合拓扑补偿方式，其通过开关切换实现重构拓扑结构，具有控制电路简单，无源器件数目少等优点。通过在副边增加一个交流开关和附加电容的方法，文献［20］提出了一种S/SP混合补偿拓扑，虽然其结构简单效率高，但并没有分析系统异常工况。目前已有的文献提出的重构拓扑基本采用全桥的驱动方式。文献［21］结构简单，但整体的效率较低，文献［22］虽然使用的开关数量和谐振组件较少，但原边和副边需进行通信，系统动态响应较慢，且整体效率偏低。文献［23-25］使用多个控制开关，控制难度大，复杂程度大。文献［26-27］提出一种半桥逆变的LCC-S/SS组合拓扑。虽然减少了开关和补偿电容的数目，但在切换的过程中，开关会有很大的尖峰电压。

另外，双边LCC拓扑比SS稳定性好，S-LCC拓扑的效率比LCC-S的更高。因此，本文提出一种半桥驱动的恒流恒压可重构的WPT系统。所提出的WPT系统只需要一个交流开关，且不需要外加补偿电容。通过交流开关的通断可重构半桥驱动的WPT系统，可以实现恒流恒压。并且面对异常工况，WPT系统通过检测原副边的电流来切换拓扑实现对系统的保护。另外，分析了交流开关两端的暂态电压，并给出了控制策略。最后，搭建了仿真和实验平台验证所提出方法的正确性。

1 混合拓扑简易重构及特性分析

1.1 S/LCC-LCC拓扑及工作原理

图1所示为所提出的基于半桥驱动的S/LCC-LCC拓扑WPT系统图。其中：UD为直流输入电压；S1～S4为高频电力开关管；电感Lf1、电容Cf1和电容C1构成原边补偿网络；电感Lf2、电容Cf2和电容C2构成副边补偿网络；LP、LS是接收线圈和发射线圈上的自感；M是发射侧绕组和接收侧绕组上的互感；Ro是蓄电池的等效电阻。由VD1～VD4组成的全桥不控整流桥和滤波电容C3将交流电压U2和交流电流ILf2转换为直流电压Uo和直流电流Io，K是由2个反向串联的IGBT组成的交流开关，如图2所示。

当开关K闭合，同时S4保持导通，开关管S1和S2与原副边补偿网络组成半桥驱动的LCC-LCC恒流充电电路。当开关K断开，原边补偿电感Lf1不参加工作，开关管S3和S4与原副边补偿网络组成半桥驱动的S-LCC恒压充电电路。所提出的WPT系统，其工作模式、补偿网络拓扑、交流开关工作状态以及电力开关工作状态总结如表1所示。

1.2 LCC-LCC拓扑恒流特性及工作原理

当开关K闭合，同时S4保持导通时，构成了如图3所示的半桥驱动的LCC-LCC恒流充电WPT系统。

双边LCC的等效电路图以及开关管的工作方式如图4所示，其中RL是交流等效电阻。

当系统处于谐振时，Lf1、Cf1、C1、LP、LS、C2、Cf2、Lf2满足以下关系：

ω0=1Lf1Cf1=1Lf2Cf2=1（Lp－Lf1）C1=

1（Ls－Lf2）C2。（1）

高频基波交流电源和交流等效电阻为：

U·1=2πU·D；（2）

RL=8π2Ro。（3）

为简便计算，忽略寄生电阻。同时，采用松耦合变压器的T模型等效图4（a）中的双边LCC补偿网络，如图5所示。

从式（15）、式（16）可知，S-LCC的副边回路阻抗和原边回路阻抗都只包含实部，成纯阻性。因此在系统一次侧和二次侧处，电压与电流之间均可实现ZPA，所以系统能保持高效率。由式（21）可知，当系统中的互感M、Lf2的感值确定时，此时负载两端的输出电压与负载大小无关，系统可以实现恒压充电。

2 系统工作模式切换点设计

2.1 负载电阻切换点的分析

比较式（12）和式（23），在恒压充电达到最大效率时的等效负载电阻大于在恒流充电达到最大效率时的等效负载电阻。这种状况与恒流和恒压充电时的负载实际变化相一致。令式（10）和式（21）相等，可获得从恒流充电到恒压充电平滑过渡的临界Rp为

Rp=π2ω0Lf1L2f28M2。（25）

基于式（25）可算出从恒流充电到恒压充电平滑过渡的临界电阻值为17.8 Ω。

2.2 等效交流电阻的验证以及负载电阻切换点的功率分析

求解式（12）和式（23），分别得到双边LCC拓扑和S-LCC拓扑在效率最大时的交流等效电阻为35.7 Ω和57.1 Ω。为了验证理论的正确性，利用MATLAB/Simulink软件进行仿真验证。如图8（a）、（b）所示。双边LCC和S-LCC的效率最高点与式（12）和式（23）计算一致，验证了之前的理论分析。另外，系统从恒流切换到恒压时，系统一直可以保持高效率的状态。从图8还可以看出，双边LCC的输出功率和S-LCC的输出功率相等时对应的临界切换等效电阻RL为14.5 Ω，与式（25）和式（3）的计算一致。

3 系统工作时的稳定性分析

3.1 复合拓扑的稳定性分析

在WPT系统工作的时候，难免会有一些异常的工况出现，例如副边缺失、负载短路、负载开路等状况。异常工况对系统安全运行不利，因此系统必须具有应对异常工况的能力。复合拓扑在面对异常工况时系统的稳定性情况如表2所示。

从表2可知，在恒流充电阶段出现负载开路以及在恒压充电阶段出现副边缺失和负载短路的状况，都会损坏系统。因此，所提出的WPT系统可以通过切换系统的工作模式来应对异常工况。比如，在负载开路时，双边LCC工作模式会损害系统，系统自动切换到S-LCC工作模式，以此对系统进行保护。同理，在副边缺失和负载短路时，S-LCC工作模式会对系统造成损害，系统自动切换到双边LCC工作模式保护系统。

3.2 开关电压瞬态分析

当交流开关K通断时，K两端会有很大的瞬态电压UG。若是不对UG进行处理，则可能损坏开关K。为了避免开关K两端的瞬态电压UG，必须在ILf1为0时对开关进行切换。当ILf1为0时，ICf1、IC1大小相同，方向相反，此时对开关进行切换，这样电路中的电流就不会失衡。

原边开关K由G1、G2两个IGBT反向串联组成，如图2所示。当ILf1反向流进开关K时，即当ILf1流过G1体二极管时，此时控制G1关断的时间充裕，足有半个谐振周期的时间。当ILf1流出开关K时，由于G1已经关断，此时ILf1为0，关断G2即可实现充电模式的平滑过渡，如图9所示。可知，G1和G2都是零电流关断，开关损耗低。

图10（a）、（b）为未加控制和施加控制下开关切换时的瞬态电压UG。通过图10（a）、（b）可以看出，当不加控制时进行切换，原边开关上有很大的尖峰电压。过高的尖峰电压可能损坏开关。若对原边开关K施加控制，充电模式切换时，开关K两端的电压只有80 V左右。

对开关K的控制策略用流程框图进行说明，如图11所示。

4 仿真与实验验证

4.1 拓扑分析与仿真验证

图12是混合拓扑S/LCC-LCC的总体控制图。系统通过检测负载两端的电压和电流，实时计算负载电阻Ro并与平滑过渡的临界阻值RP相比较。当负载阻值Ro小于RP时，WPT系统闭合开关K并保持S4导通，原副边补偿网络与开关管S1、S2构成以半桥驱动的双边LCC恒流充电。当负载电阻Ro大于或等于RP时，断开开关K，原副边补偿网络与开关管S3、S4构成以半桥驱动的S-LCC进行恒压充电。

WPT系统实时检测发射线圈上的电流IP和接收线圈上的IS，用来判断系统是否正常工作。系统异常时，通过切换开关K构成不同的拓扑避免系统故障。图13给出了系统正常和异常工作时的流程框图。

为了验证系统的S/LCC-LCC恒流恒压输出的稳定性，考虑到寄生电阻对系统交流效率的影响，搭建了额定功率为144 W，工作频率为85 kHz，恒流输出为3 A，恒压输出为48 V的仿真平台。

在2.1节中，分析得到在17.8 Ω切换时电流与电压降落值最小，则WPT系统能够从恒流阶段平滑过渡到恒压阶段，图14为系统在17.8 Ω时进行恒流恒压切换的电流与电压波形图。从图中可以看出，系统在0.06 s时进行切换，输出电压的波动值在3 V左右，输出电流的波动值为0.16 A左右，系统的波动值很小，说明在17.8 Ω时切换能够保证系统的稳定性。

对S/LCC-LCC进行了负载电阻Ro从5 Ω到40 Ω范围的恒流恒压充电，如图15所示。

图15可以看出，恒流阶段充电时电阻在3 Ω时电流为3.162 A。随着负载的增加，在恒流恒压切换点时输出电流为3.002 A。在此期间，电流的变化率为5%左右，实现了输出电流与负载无关的恒流充电。恒压充电阶段在切换点的输出电压为47.95 V，此时电压虽然下降但幅度很小，随着负载电阻的增大，在电阻为40 Ω时电压为48.76 V，电压的变化率为1.6%左右，实现了输出电压与负载无关的恒压充电。

图16为S/LCC-LCC复合拓扑在等效负载电阻RL从10 Ω到70 Ω时的效率。从图中可以看出，当等效电阻RL从10 Ω到70 Ω的时候，S-LCC的效率始终大于双边LCC的效率，与理论分析一致。且恒流充电时效率最大时的交流等效电阻和恒压充电时效率最大时的交流等效电阻与式（12）和式（23）算出的结果基本一致，验证了之前的理论分析。在恒流恒压充电的过程中，系统均能保持高效率充电。

4.2 实验验证与分析

为验证以上分析的可行性和正确性，搭建了实验平台，如图17所示。另外，在本文中原副边线圈采用规格为外径2.42 mm，0.1×300股的励磁线，其圆形线圈的内径为7.8 cm，外径为14.7 cm，原副边间距为11.3 cm。

实验参数如表3所示。

图18是系统恒流实验图。在负载电阻Ro分别为10 Ω和15 Ω时，逆变器的输出电压和输出电流以及等效电阻RL两端的电压和电流波形如图18（a）、（b）所示。

从图中可以看出，当负载电阻Ro为10 Ω和15 Ω时，系统在恒流阶段逆变器的输出电流与输出电压基本同相位，实现了ZPA特性。当负载电阻Ro为10 Ω时，流经等效电阻RL的输出电流有效值为3.47 A，当负载电阻Ro为15 Ω时，流经等效电阻RL的输出电流有效值为3.32 A，其中电流变化了0.15 A，输出电流变化率很小，此阶段可以认为系统实现了恒流充电。

图19是系统恒压实验图。在负载电阻Ro分别为30 Ω和40 Ω时，逆变器的输出电压和输出电流以及等效电阻RL两端的电压和电流波形如图19（a）、（b）所示。从图中可以看出，当负载电阻Ro为30 Ω和40 Ω时，系统实现了ZPA特性。当Ro为30 Ω时，等效电阻RL两端的电压有效值为47.1 V；负载变为40 Ω时，等效电阻RL两端的电压有效值为48.2 V。由此可以看出，负载变化时，输出电压仅变化了1.1 V，变化幅度不大，系统实现了恒压充电。

图20为系统在切换点Ro=17.8 Ω时的电流电压波形图。当负载电阻Ro=17.8 Ω时，交流开关K断开，系统从LCC-LCC恒流模式进入S-LCC恒压模式。从图中可知，恒流模式切换到恒压模式的过程中，系统的输出电压变化了3.2 V，输出电流变化了0.17 A，与仿真结果基本一致。在充电模式切换的过程中，电流电压落差较小，系统实现了平滑切换，降低了对电池的冲击，提高了系统的稳定性。

图21为系统等效电阻RL从10 Ω到70 Ω时，系统效率的仿真和实验测试图。

图21可以看出，S/LCC-LCC复合系统效率的仿真曲线和实验曲线基本一致，且在CC/CV充电阶段均能保持高效率。

表4为本文提出的无线电能传输系统与之前的系统对比，由表可知本文提出的无线电能传输技术主要优势在于使用的交流开关少、结构简单、控制方便、系统效率高。

5 结 论

本文提出一种基于半桥驱动可重构的WPT系统，实现恒流恒压输出。与现有的解决方案不同的是，提出的半桥驱动的复合拓扑，只需1个交流开关就可以实现恒流恒压切换。且双边LCC转化为S-LCC的过程中不需要外加电容，而是通过补偿电容Cf1与C1的串联，得到新的补偿电容CS与发射线圈组成谐振网络，降低了成本和复杂度。另外在系统出现异常工况时，提出的WPT系统能做出保护动作。在充电模式切换时，根据所提出的控制策略，能显著降低交流开关上的暂态电压。通过仿真和实验得到，在负载Ro为10～40 Ω的范围内，流过等效电阻RL的恒流为3.47 A，其两端的恒压为48.2 V，最大输出功率为167.2 W，且系统在恒流下效率最高可以达到87.8%，在恒压下效率最高可以达到92.6%，系统在恒流转为恒压的过程中，系统一直可以保持高效率。提出的半桥驱动的恒流恒压切换方式，具有便捷性、成本低、高安全等特点，可用于无线电动汽车充电。另外，半桥驱动的无线电能传输技术或可用于多线圈传输以减少无源器件的使用。

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（编辑：刘琳琳）