单级无桥Sepic谐振LED驱动电路及其APWM-PFM混合控制

摘 要：

针对传统两级式LED驱动电源中存在着半导体功率器件数目多，控制电路复杂，效率低，成本高，可靠性差等问题，提出一种单级无桥Sepic谐振LED驱动电路，通过将单开关无桥Sepic电路主开关管与半桥LLC电路下开关管复用集成单级LED驱动电路，减少了半导体功率器件数目，简化控制电路，提高了电路效率和工作可靠性。详细分析了所提出电路的工作原理和工作过程，深入开展了电路输入输出电压变比、网侧特性、软开关特性等稳态特性推导和电路关键参数设计，并针对所提出单级电路由于输入电压变化引起直流母线电压变动范围大等问题，分析设计了一种APWM-PFM混合控制策略。最后进行计算机仿真分析，并设计一台交流输入185～265 Vrms、额定输出2 A/96 W的实验样机，样机效率最高可达91.5%，PF最大值为0.995，THD最小为5.5%，不同交流电压下直流母线电压总体变化范围在60 V以内，实现直流母线电压限压。计算机仿真结果和实验结果验证所提出电路和混合控制策略的理论预期和有效性。

关键词：LED照明；功率因数校正；单级无桥Sepic/LLC电路；软开关；直流母线电压APWM-PFM混合控制

DOI：10.15938/j.emc.2024.09.010

中图分类号：TM46

文献标志码：A

文章编号：1007-449X（2024）09-0106-19

收稿日期： 2023-10-25

基金项目：福建省科技厅高校产学重大项目（2014H6012）

作者简介：林中寅（1998—），男，硕士研究生，研究方向为电力电子变流技术；

林维明（1964—），男，教授，博士生导师，研究方向为电力电子变流技术；

黄舒晨（1999—），女，硕士研究生，研究方向为电力电子变流技术；

郑 勇（1999—），男，硕士研究生，研究方向为电力电子变流技术。

通信作者：林维明

Single-stage bridgeless Sepic resonant LED driver and its APWM-PFM hybrid control strategy

LIN Zhongyin， LIN Weiming， HUANG Shuchen， ZHENG Yong

（Fujian Key Laboratory of New Energy Generation and Power Conversion， Fuzhou University， Fuzhou 350108， China）

Abstract：

Because of the existence of many power devices， complex control circuits， low efficiency， high cost and poor reliability， etc. in the traditional two-stage LED driver， a single-stage bridgeless Sepic resonant LED driver was proposed， which is integrated by multiplexing the switching tube of the single-switch bridgeless Sepic circuit and the lower switching tube of the half-bridge LLC circuit. The operating principle and the operating process of the proposed circuit were analyzed. The steady-state characteristics of the proposed driver， such as voltage variable ratio， the line characteristics and soft-switching characteristics were analyzed in detail; then the proposed circuit’s key parameters were designed in detail. And a hybrid APWM-PFM control strategy was designed for single-stage circuits with a wide range of DC bus voltage variations caused by the change of input voltage. Finally， the computer simulation was carried out and an AC input 185-265 Vrms， rated output 2 A/96 W experimental prototype was set up. The efficiency of the prototype is obtained to be up to 91.5%， the maximum value of PF is obtained to be up to 0.995， and the minimum value of THD is obtained to be down to 5.5%， under the case of 265 Vrms AC input， the bus voltage can be controlled and the overall variation range to be within 60 V under different AC input voltages. The results of the computer simulation and the experiment have been obtained to verify the theoretical expectations and the validity of the proposed circuits and the hybrid control strategy.

Keywords：LED lighting; PFC; single-stage bridgeless sepic/LLC driver; soft-switching; DC bus voltage APWM-PFM hybrid control

0 引 言

作为第四代的绿色光源，LED具有高效率、长寿命、低功耗、高亮度等其他传统光源不具有的优势，得到广泛应用［1-4］。由于有关LED产业的蓬勃兴起，其驱动电路的研究也成为了行业内备受关注的研究焦点。传统的交流输入LED驱动电源通常采用两级结构，前级为功率因数校正（power factor correction，PFC）电路，后级为DC-DC变换电路［5］。其中PFC电路用于满足网侧输入电流谐波限制的要求，并提供稳定的直流母线电压作为后级输入，后级DC-DC电路将前级PFC电路的直流母线电压变换为LED负载所需的输出电压/电流［6］。

传统PFC电路的电流回路通常有三个导通的半导体功率器件，增加了变换器的导通损耗［7］，尤其在大功率大电流应用场合，整流桥的导通损耗就十分明显，因此为了减小导通损耗，研究减小电流导通回路半导体功率器件数目的无桥PFC电路就显得十分有意义。文献［8］提出了一种无桥Boost PFC电路，减少了整流器工作时电流流过半导体功率器件的数量，从而减少导通损耗，但由于输入交流源在负半周工作时，输入端电压存在高频跳变的现象，具有明显共模干扰的问题。文献［9］在无桥Boost PFC电路的基础上提出了图腾柱Boost无桥PFC电路，该拓扑结构简单，器件数量少，同时输入交流源正负半周电压都被相应二极管箝位于直流输出正负母线上，因此共模干扰小，但由于寄生二极管的反向恢复现象的存在，开关管串联时损耗严重，因此图腾柱无桥PFC电路不适合在连续模式（CCM）下工作。自2011年，学者Cuk教授提出了谐振无桥Cuk PFC电路［10］，经过多年发展，更多无桥拓扑被提出，如无桥Cuk［11］、无桥SEPIC［12］、无桥Flyback［13］，相较于无桥Boost PFC变换器，单开关无桥PFC电路开关数目少，控制简单方便。具有较宽的输出电压，易于实现电气隔离，且断续工作模式下，输入电流仍是连续状态。

在中小功率应用场合，相较于两级电路，单级LED驱动电路通过开关管的复用，将两级结构合二为一，进一步减少了半导体功率器件和控制电路的数目，并更简化了控制，比传统LED驱动成本低、高效［14］，因此，单级电路被广泛应用于中小功率的场合。文献［15］中提出一种基于有桥Boost和半桥LLC单级电路，虽然其具有较好的输入输出特性，如高PF值，低THD等，且LLC电路的软开关特性并未因为集成而丢失，但仍存在母线电压过高的问题。文献［16］中提出了一种降压Cuk和半桥LLC集成的单级电路，不同于单级Boost电路，降压Cuk电路克服了母线电压过高的问题，并保留了半桥LLC电路的软开关特性，但该电路仅能工作于降压模式，因此输入电流有死区存在，对输入特性存在不利的影响。

半桥LLC电路单元采用PFM控制，开关管占空比固定为0.5时，母线电压存在两倍于输入电压峰值的情况，这导致了开关器件承受很大电压应力，文献［17］的电路中只有两个功率MOS管，同时二极管减少了三个，电路导通损耗得到降低，但由于采用传统PFM控制模式，仍存在直流母线电压为两倍输入电压，无法解决功率器件的应力问题，且仅能应用于低压输入场合，大大降低了应用场景。同时为了满足一些输出电压可升可降的应用场景，需解决PFM控制存在的问题［18-20］。文献［19］中提出一种不对称变占空比控制的降压Cuk-LLC单级电路，但该电路输入有很大的死区，输入特性差；且由于占空比不对称导致的直流偏置问题使得磁性器件的利用率降低。

本文提出并设计一种通过对单开关无桥Sepic电路与半桥LLC电路的开关管进行复用，集成的新型单级无桥Sepic谐振LED驱动电路，其减少开关管和控制电路数目，简化控制，同时PFC单元采用单开关无桥Sepic电路，也减小导通损耗和半导体功率器件数目。其中单开关无桥Sepic电路工作于DCM模式，具有输入电流自动跟踪输入电压的功率因数校正功能；两个开关管在开通时刻分别处于软开关ZVS和ZCS状态，副边二极管ZCS关断，保证电路有较高的效率。为限制母线电压大范围波动，结合所提出的电路，在传统PFM控制的基础上与APWM控制相结合，提出APWM-PFM混合控制策略，通过对母线电压分析设计，能够保证其在一个合适的范围变化，因此该电路有效地降低功率器件的应力，使其工作于180 Vac～260 Vac电压输入等级，并利用计算机进行模拟以及研制额定可达到2 A/96 W输出的样机，实现对电路与其APWM-PFM控制策略的验证。

1 一种单级谐振LED驱动电路

1.1 电路结构

本文提出一种单级无桥Sepic谐振LED驱动电路，如图1所示。该设计由两个核心单元，首先为单开关无桥Sepic功率因数校正电路单元，其由交流输入源vin，二极管D1～D3以及Dp和Dn，电感L1、L2、L3，电容C1、C2和母线电容Cbus，并利用开关管S1开通关断实现对拓扑进行控制；其次为半桥LLC电路单元，其由原边侧的二极管D4、D5，谐振电容Cr，谐振电感Lr，开关管S1、S2，变压器T，以及副边侧的整流二极管Do1、Do2，输出电容Co构成。单开关无桥Sepic电路与半桥LLC电路巧妙地复用了开关管S1，从而将两电路单元集成为单级谐振电路，其相较于传统两级式电路，在实现S1开关管零电流开通，S2开关管零电压开通，降低了由于开关过程中造成的损耗的同时，减少了控制电路的数目以简化了系统控制复杂度，实现了效率、成本等方面的改进。

1.2 电路工作过程

为方便分析，假设：

1）电路中所有器件均为理想器件；

2）中间电容C1和C2、直流母线电容Cbus以及输出电容Co足够大，并且在每个开关周期中其电压近似不变；

3）交流输入电源频率fac远小于功率MOS管的工作频率fs，每个开关周期中输入电压vin近似不变；

4）忽略EMI滤波器；

考虑到电路的对称性，以交流输入电源工频正半周期为例说明电路工作过程。设计单开关无桥Sepic电路单元工作于DCM谐振模式，半桥LLC电路单元工作于fmlt;fs≤fr状态。在一个开关周期内电路可以分为9个工作模态，其中图2为周期内的主要工作波形，而图3（a）～图3（i）为不同工作阶段下的等效电路。

其中，fs为开关频率，谐振频率fm、fr定义为：

fm=12π（Lm+Lr）Cr；

fr=12πLrCr。（1）

式中：Lm为该电路变压器的励磁电感；Lr为其谐振电感；Cr为谐振电容。

模态1（t0-t1）：如图3（a）所示，当t0时刻尚未到来时，单开关无桥Sepic电路单元中，二极管D3反向偏置，iD3为零，电感L1～L3电流保持恒定，关系为

iL1+iL2+iL3=0。（2）

而半桥LLC电路单元中，谐振电流ir与励磁电流im相等，iDo1，iDo2，iD4，iD5为零。

至t0时刻，此阶段为死区时间，开关管S2关断，S1尚未开通。单开关无桥Sepic电路单元中，二极管D3继续反向偏置，电感L1～L3中的电流仍保持恒定。而半桥LLC电路单元中，iDo1，iD4，iD5仍为零，而谐振电流ir开始对开关管S2的结电容充电，二极管Do2导通，励磁电感Lm被输出电压箝位不参与谐振，励磁电流线性下降。此时谐振频率为fr，而励磁电流iLm，谐振电流ir以及其峰值ir_peak的表达式为

iLm（t）=nVo4Lmfr－nVoLm（t－t0）；

ir（t）=i r _pksin［ωr（t－t0）+θ］；

ir_pk=（nVo4Lmfr）2+（Vbus2－nVo）CrLr+πnVo8Lm（1fs－1fr）2。（3）

式中：Vo为输出电压；n为变压器原副边匝比；θ为谐振电流相角。

直到t1时刻，开关管S2结电容充电结束，S1零电流开通，此时iD3，iD5仍为零，ir，iLm继续下降，电感L1～L3中的电流开始线性上升，而ir开始流过D4，因此ir=iD4。

模态2（t1-t2）：如图3（b）所示，t1时刻后，单开关无桥Sepic电路单元中，二极管D3反向偏置，因此iD3为零，而输入电压对电感L1充电储能，电容C1对电感L2、L3充电储能，三者电流线性上升，其速率为

diadt=vinLa（a=1，2，3）。（4）

半桥LLC电路单元中，谐振电流ir方向不变，ir流过二极管D4，Do2导通。

直到t2时刻，谐振电流ir过零反向，此时iD4=0，iDo1=0，iD3=0，ir，iLm继续下降，而ir流过iD5，电感L1～L3中的电流继续线性上升。

模态3（t2-t3）：如图3（c）所示，t2时刻后，单开关无桥Sepic电路单元中，二极管D3及电感L1～L3的工作状态同模态2相同，半桥LLC电路单元中，谐振电流ir流过二极管D5和开关管S1，因此ir=iD5。且流过复用开关管S1的电流为L1、L2、L3与谐振电流ir之和，即

iS1=ir+iLa（a=1，2，3）。（5）

直到t3时刻，二极管Do2零电流关断，此时iD4=0，iDo1=0，iD3=0，电感L1～L3中的电流继续线性上升，而谐振电流ir，励磁电流iLm与流过二极管D5的电流相等。

模态4（t3-t4）：如图3（d）所示，单开关无桥Sepic电路单元中，二极管D3及电感L1～L3的工作状态同模态3相同，而t3时刻后，半桥LLC电路单元中，由于励磁电感Lm不再被输出电压所箝位，使得Lm加入到谐振过程中，该过程中输出电容Co存储的能量输送给负载，由于Lm的加入其谐振频率则为fm，且ir与iLm相等，可列出

ir（t）=iLm（t）=－nVo4Lmfr。（6）

直到t4时刻，达到死区时间，开关管S1关断，此时iD4=0，iD5=0，iDo1=0，iDo2=0，二极管D3导通，电感L1～L3中的电流开始线性下降，谐振电流ir与励磁电流iLm开始上升。

模态5（t4-t5）：如图3 （e）所示，此阶段为死区时间，t4时刻以后，开关管S1关断，其结电容充电，二极管D5反向偏置，使得iD5=0。而单开关管无桥Sepic电路单元中，二极管D3导通，电感L1向电容C1、Cbus释放能量，电感L2、L3向母线电容Cbus释放能量，三者电流线性下降，下降速率均为

diadt=VoLa（a=1，2，3）。（7）

而D3电流的关系为

iD3=iL1+iL2+iL3。（8）

半桥LLC电路单元中，谐振电流ir对S2的结电容放电，ir大于励磁电流，二极管Do1导通，励磁电感Lm被输出电压钳箝位不参与谐振，励磁电流线性上升，此时谐振频率为fr，而谐振电流ir与励磁电流iLm表达式为

iLm（t）=－nVo4Lmfr+nVoLm（t－t4）；

ir（t）=ir_pksin［ωr（t－t4）+θ］。（9）

直到t5时刻，开关管S1结电容充电结束，S2零电压开通，此时iD4=0，iD5=0，电感L1～L3与D3中的电流继续线性下降，谐振电流ir与励磁电流iLm继续上升。

模态6（t5-t6）：如图3（f）所示，t5时刻以后，单开关无桥Sepic电路中，二极管D3以及电感L1～L3的工作状态同模态5相同。半桥LLC电路中，谐振电流ir方向不变，二极管Do1导通，励磁电感Lm两端的电压由输出电压箝住，iLm表达式为

iLm（t）=－nVo4Lmfr+nVoLm。（10）

直到t6时刻，谐振电流ir过零反向，此时iD4=0，iD5=0，电感L1～L3与D3中的电流继续线性下降，谐振电流ir与励磁电流iLm继续上升。

模态7（t6-t7）：如图3（g）所示，t6时刻以后，iL2，iL3线性下降至负值，单开关无桥Sepic电路单元中，二极管D3以及电感L1～L3的工作状态同模态6相同。半桥LLC电路单元中，谐振电流ir方向不变，二极管Do1继续导通，励磁电感被输出电压箝位。

直至t7时刻，D3电流iD3下降至零，二极管D3实现零电流关断，此时电感L1～L3电流开始保持恒定，iD4=0，iD5=0，谐振电流ir与励磁电流iLm继续上升。

模态8（t7-t8）：如图3（h）所示，t7时刻以后，由于二极管D3零电流关断。单开关无桥Sepic电路中，电感L1～L3中的电流保持恒定，其电流关系为

iL1+iL2+iL3=0。（11）

半桥LLC电路单元中，谐振电流ir方向不变，二极管Do1继续导通，励磁电感被输出电压箝位。

直至t8时刻，谐振电流ir等于励磁电流，iDo1，iDo2，iD3，iD4，iD5为零，此时二极管Do1可实现零电流情况下关断，且电感L1～L3中的电流仍保持恒定。

模态9（t8-t9）：如图3（i）所示，单开关无桥Sepic电路单元中，二极管D3以及电感L1～L3的工作状态同模态8相同，t8时刻以后，励磁电感Lm不再被输出电压箝位，使得Lm加入到谐振过程中，该过程中输出电容Co存储的能量输送给负载，由于Lm的加入其谐振频率为fm，且ir与iLm相等可列出

ir（t）=iLm（t）=nVo4Lmfr。（12）

直到t9时刻，开关管S2重新关断，且相当于t0时刻，且iDo1，iDo2，iD3，iD4，iD5为零，且电感L1～L3中的电流仍保持恒定，而励磁电流iLm，谐振电流ir开始下降。稳态工作时，上述情况不断重复。

2 稳态特性分析

2.1 单开关无桥Sepic电路单元

单开关无桥Sepic-PFC电路单元等效电路图如图4所示，其中R为等效电阻。

1）网侧特性。

当单开关无桥Sepic-PFC电路单元工作于DCM模式下，且电容C2上电压为0时，电感L2、L3处于并联状态［21］。根据图2可推导出交流输入电压正半周时电路关键参数波形，如图5所示。

图5中：d3为二极管D3的占空比；Ts为开关周期；Le为Sepic电路等效电感。

假设电路效率为100%，且无桥Sepic电路开关管的开关频率相较于输入电压频率大得多，因此时可以认为母线电压、母线电流、输入电压、输入电流在开关周期内皆是恒定不变的，其中母线电流近似等于二极管D3电流iD3［22］，因此，根据PFC变换器的输入和输出端口功率平衡可得

viniin=VbusiD3。（13）

由于无桥Sepic电路工作于DCM模式，由图5可知二极管D3在开关周期Ts内的平均电流为

iD3=d21v2in2LeVbusfs。（14）

其中：d1是S1占空比；vin=Vmsinωt（Vm为交流输入电压峰值；ω为工频角频率）；Le=L1//L2//L3；Vbus为母线电压。

定义一个交流输入电源周期T内的二极管D3的平均电流［23］为：

ID3=1T∫T0iD3dt=V2m2ReVbus=V2md214LeVbusfs；

Re=2Led21Ts。（15）

根据式（13）～式（15），求得输入电流的峰值与平均值

iin=vinRe=Imsinωt=d21Vm2Lefssinωt。（16）

由上式可知，DCM模式下，输入电流按正弦规律变换，且相位跟随输入电压，可实现PFC。

2）电压变比。

由于工频周期T内二极管D3平均电流ID3等于PFC级输出电流，当假定PFC级输出负载为纯阻性Rpfc时，则有

ID3=VbusRpfc。（17）

由式（15）与式（17）联立，可将Sepic电路的母线电压与输入电压变比M表示为

M=VbusVm=RpfcRe=d12Ke。（18）

其中单开关无桥Sepic电路导通参数为

Ke=2LefsRpfc。（19）

2.2 半桥LLC电路单元

半桥LLC电路单元通过开关网络、谐振网络、高频隔离变压器以及整流网络组成，其等效电路图如图6所示。

根据基波分析法（FHA）可以得到半桥LLC电路的直流电压增益为

Gdc（fn，λ，Q）=2nVoVbus=

1（1+λ－λf2n）2+Q2（fn－1fn）2。（20）

其中：n为变压器原副边绕组匝数之比；Vo为输出电压；Ro为LED负载等效电阻，谐振电感与励磁电感比λ=Lr/Lm，归一化频率fn=fs/fr，品质因数Q=Lr/Cr/Rac，Rac=8n2Ro/π2。

假设电路效率为100%，此时LLC电路的输入功率PLLC_in可表示为

PLLC_in=V2oRo=［VbusGdc（fn，λ，Q）］24n2Ro。（21）

3 一种APWM-PFM数字混合控制策略

3.1 双闭环控制原理

结合所提出的电路，考虑到PFM控制下，不同交流输入下母线电压变化范围大，同时对LLC电路单元而言，宽范围输入使得工作频率范围变大，以限制母线电压为控制目标，本文设计分析了一种混合APWM-PFM控制方法，在已有的恒流输出控制的基础上再加入母线电压控制，实现从单一的工作频率控制变量变成开关管占空比、工作频率两个控制变量，图7为混合控制的原理框图。

该混合控制策略是一种限制直流母线电压变化范围的APWM-PFM混合控制策略，其在调节开关频率来稳定输出的PFM控制策略的基础上，通过结合PWM控制来改变PFC开关管S1的占空比，实现控制母线电压变化。其中心思想在于：相较于传统PFM的固定占空比小于0.5（考虑死区）的控制，本控制策略设定的S1的初始占空比大于0.5，因此当交流输入较小时，直流母线电压比传统PFM控制时要大，但当交流输入增加时，该控制策略可逐渐减小开关管S1的占空比，并减小直流母线电压变化范围。

3.2 直流母线电压特性

平均输入功率Pin可表示为

Pin=1π∫π0viniindθ=V2md214Lefs。（22）

结合功率守恒可以得到

V2oRo=d21V2m4Lefs。（23）

由于采用APWM-PFM控制时，占空比和工作频率会一起发生变化，因此，此时LLC单元的直流电压增益可以表示为

Gdc_A=VoVbus=sin（πd1）2n（1+λ－λf2n）2+Q2（fn－1fn）2。（24）

其中：n为变压器原副边绕组匝数之比；Vo为输出电压；Ro为LED负载等效电阻；谐振电感与励磁电感比λ=Lr/Lm，归一化频率fn=fs/fr，品质因数Q=Lr/Cr/Rac，Rac=8n2Ro/π2。

联立式（22）～式（24）可得

M=VbusVm=d21Ro4Lefs×1Gdc_A。（25）

则APWM-PFM控制下的直流电压表达式为

Vbus=Vm×（1+λ－λf2n）2+Q2（fn－1fn）2sin（πd1）×

π3d21Lr4LefnQ。（26）

根据式（26）可知，在电路关键参数确定后，母线电压Vbus受Vm、fn、Q、d1等共4个参数的影响。

其中品质因数Q是一个反映负载变化情况的参数，且LED驱动电路为恒流输出，其负载的变化反映为输出电压的变化，因此在输出电压不变或者说输出功率不变的情况下，Q是一个定值。

1）占空比固定为0.5。

当占空比恒定为0.5，因此Vbus的值由Vm、fn决定，作出其三维关系图如图8所示，能够看到，随着交流输入的增加，母线电压逐渐上升，同时，在交流输入不变的条件下，直流母线电压受fn的影响很小。

2）占空比变化。

由于APWM-PFM混合控制策略时，归一化频率fn和占空比d1（忽略死区）将会同时变化。因此，固定Vm的值，可得到母线电压Vbus与fn、d1的三维关系图。从图9中可以看出，占空比与母线电压成正比，随着占空比的减小母线电压也随之下降。

因此可通过设定占空比d1（忽略死区）的变化范围来控制直流母线电压的变化范围。通过给定的占空比范围，结合式（26），可以作出交流输入185 Vrms和265 Vrms时，Vbus关于fn的曲线簇，其中图10为PFM控制下Vbus关于fn的曲线簇，当交流输入为185 Vrms，fn为1时理论母线电压为357.23 V，当交流输入为265 Vrms，fn为1时理论母线电压为513.26 V，而图11为APWM-PFM控制下Vbus关于fn的曲线簇，相比于传统PFM控制策略，APWM-PFM控制策略可以通过调节占空比，实现在不同输入电压情况下，限制母线电压的变化范围的目的。

4 电路关键参数设计

忽略死区时间，根据图5中二极管D3电流波形可知，电路工作于DCM模式的情况下：

d1+d3lt;1。（27）

其中d3为二极管D3的占空比。

根据开关周期内电感电流变化量相等和伏秒平衡原理，对电感L1作分析可得

vinL1d1Ts=VbusL1d3Ts→d3=d1M|sinωt|。（28）

联立式（27）、式（28）可得

d1lt;MM+1。（29）

再联立式（29）、式（18）可得

Kelt;Ke_min=12（M+1）2=（1－d1）22。（30）

因此，电路工作于DCM的条件为Ke取值满足Kelt;Ke_min。

4.1 PFC电路单元

1）电感设计。

当PFC工作于断续状态，导通参数Ke需要满足

Kelt;（1－d1）22。（31）

再结合式（19）与式（31），Sepic电路等效电感Le可表示为

Le=RKe2fslt;R（1－d1）24fs。（32）

由于L1、L2在交流输入正负周期对称工作，因此L1、L2有相同感量，同时L1、L2的感值的大小决定了交流输入电流iin纹波大小，根据如下纹波峰值公式：

irip_max=（Vmsinωt）d1L1fs=Vmd1L1fs。（33）

取irip_max为输入电流的一半，联立式（33）、式（16）可得

L1=L2=2LeL1－2Le。（34）

由于电感L1、L2取值相同，因此可得

L3=L1LeL1－2Le。（35）

2）电容设计。

无桥Sepic电路中间电容C1、C2分别在交流输入电压的正负半周起能量传递的作用，二者取值相同。为了避免工频周期输入电流发生振荡，因此振荡角频率ωa必须大于交流输入的角频率，同时ωa需低于开关频率，确保电容电压在一个开关周期内基本保持恒定，一般ωa取5%～10%的开关频率，即：

0.05ωslt;1（L1+L3）C1lt;0.1ωs。（36）

4.2 半桥LLC电路单元

谐振电感、励磁电感以及谐振电容可根据下式可得：

Lr=RacQ2πfr；

Lm=Lrλ；

Cr=12πfrRacQ。（37）

5 仿真分析

为了验证本文提出单级无桥Sepic谐振电路的正确性和有效性，基于PSIM软件做了仿真分析。电路仿真参数如表1所示。

5.1 网侧特性

图12为电路在额定输出功率条件下，输入电压vin、输入电流iin在不同交流输入电压下的波形图。

通过对图12进行分析可以得出，输入电流与输入电压的相位一致，波形为正弦波，实现了PFC控制，减小THD。

5.2 母线电压

图13为电路在额定输出功率条件下，交流输入电压不同时，采用PFM控制策略下的直流母线电压Vbus仿真波形，而图14为电路在额定输出功率条件下，交流输入电压不同时，采用APWM-PFM控制策略下的直流母线电压Vbus仿真波形。其中由于在185 V/95 W的工况下为本文电路交流低压输入，相较于传统PFM小于0.5（考虑死区）固定占空比的控制策略，APWM-PFM控制策略的S1占空比在初始状态下大于0.5，因此在交流低压输入的情况下，占空比取值较大，母线电压也较大，当交流输入增加时，改进控制策略可逐渐减小开关管S1的占空比，其他工况下母线电压相较于传统控制下要小。

由图13可知，不同交流输入电压下，采用PFM控制策略的直流母线电压的变化范围可以达到0～209.5 V，而由图14可知，当采用APWM-PFM控制策略的直流母线电压变化范围为0～40.2 V，因此相较于传统PFM控制策略，APWM-PFM混合控制策略，能够限制直流母线电压变化范围。

5.3 软开关特性

图15为电路在额定输出功率条件下，交流输入电压不同时，复用开关管S1的驱动Vgs1、漏源电压Vds1、漏极电流iS1，图16为电路在额定输出功率条件下，开关管S2驱动电压Vgs2、漏源电压Vds2在不同交流输入电压下的波形图。通过两图进行分析可知，图15说明了复用开关管S1实现了零电流开通（ZCS），图16说明了开关管S2实现了零电压开通（ZVS），符合上述原理和理论分析。

图17为电路在额定输出功率条件下，不同交流输入电压时，谐振电流ir、励磁电流iLm。图18为在满载情况下下，副边整流二极管电流、电压在不同交流输入电压下的波形。从图中可以看出，在不同交流输入电压时，由于半桥LLC电路开关频率工作于fmlt;fslt;fr状态，从而实现副边侧二极管在零电流的情况下进行关断。但由于采用了占空比可调的APWM-PFM混合控制策略的原因，其电路两开关管占空比不相等时，副边二极管会出现的电流不对称的现象。

图19为电路在额定输出功率条件下，交流输入电压不同时，电感L1、 L2、L3以及二极管D3的电流波形（左边为电源周期波形、右边为展开波形；工频正负半周电路对称工作，仅分析正半周期），可以看到波形与理论分析一致，二极管D3工作于断续模式下。

6 实验结果

本文以DSP2812作为控制芯片，对实验样机进行控制，从而得到该样机的性能分析，研制的实验样机如图20所示。

实际参数如表2所示。

6.1 网侧特性

图21为在满载情况下，不同交流输入电压下的网侧特性波形。由图可知，采用APWM-PFM控制策略下，在交流输入电压为185 Vrms时，PF值为0.997、THD为5.5%，在交流输入电压为220 Vrms时，PF值为0.994、THD为8.1%，在交流输入电压为265 Vrms时，PF值为0.990、THD为11.5%，且输入电流iin良好地跟随输入电压vin，其输入电流iin的正弦度较高，电路具备良好的输入特性，无桥Sepic-PFC单元较好的实现了PFC功能。

而图22为满载情况下，样机采用不同控制策略的实测PF随vin变化的对比曲线，由图可知，当交流输入电压较大时，采用APWM-PFM控制策略的PF值将高于传统的PFM控制，表明了APWM-PFM控制策略提高了电路功率因数。

图23为满载情况下，样机采用不同控制策略的实测THD随vin变化的对比曲线，由图可知，样机采用APWM-PFM控制策略的THD整体小于采用传统PFM控制策略的THD ，体现出了APWM-PFM控制策略减小了所提出电路的THD。

6.2 母线电压特性

图24为电路在额定输出功率条件下，交流输入电压不同时，采用APWM-PFM控制策略下的直流母线电压Vbus仿真波形。从图可知，随着交流输入的增加，Vbus也随之升高，在交流输入电压为185 Vrms时，母线电压为305.4 V；在交流输入电压为220 Vrms时，母线电压为328.1 V；在交流输入电压为265 Vrms时，母线电压为356.8 V。母线电压最大值不超过左右360 V，总体变化范围在60 V以内。实验结果表明APWM-PFM混合控制有效地控制了母线电压，同上述的理论分析基本一致。

6.3 软开关特性

图25为满载情况下，开关管S1的驱动电压Vgs1、漏极电流iS1及漏源极电压Vds1在不同交流输入电压下的实验波形，并且在波峰、波谷处做了细节展开。

由图25可知，当交流输入电压为185、220和265 V时，开关管S1都是零电流开通的，这是由于S1上的电流为L1、L2、L3三个电感电流之和，电感电流工作于断续模式，同时由于上升速率与交流输入电压有关，通过对比不同交流输入电压，当交流输入电压越大，iS1上升速率越快，因此在185 V输入时，可以实现ZVS开通，而在其他电压输入时，实现VS（谷底）开通，减少了开通损耗，实现了S1在不同交流输入电压下了零电流开通（ZCS）。

如图26在满载情况下，关管S2的驱动电压Vgs2、漏源极电压Vds2及漏极电流iS2在不同交流输入电压下的实验波形，并细节展开。由图26可知，当Vgs2开通前，Vds2电压已下降为0 V，此时iS2为负电流，这是由于谐振电流ir对S2的结电容放电导致，此时iS2流经S2的体二极管，出现图中的负电流，且Vds2被箝位为0。因此，当Vgs2开通时，Vds2为0 V，实现了S2在不同交流输入电压下均实现了零电压开通（ZVS），APWM-PFM控制策略实现了开关管S2的ZVS软开关，实验结果和理论分析相符。

图27为满载情况下，不同交流输入电压下，开关管S1、S2驱动电压波形以及谐振电流ir的波形，由图可知，随着输入电压的增大，混合控制策略下，复用开关管占空比逐渐减小，造成了两开关管占空比不对称，对于LLC电路单元来说，当谐振电路参数一致的情况下，占空比的不对称会导致谐振电流出现不对称现象。图27中当交流输入电压为185 Vrms时，此时开关管S1的占空比大于开关管S2，其所对应的谐振电流死区也较大，而当交流输入电压为220 Vrms、265 Vrms时，此时开关管S2的占空比大于开关管S1，其谐振电流死区也较大，且随着交流输入电压的增大，占空比变化越大，谐振电流不对称现象越明显，与理论分析基本一致。而图28为在满载情况下下，副边整流二极管电流、电压在不同交流输入电压下的实验波形。通过对波形图的分析可以得出其交流输入电压在额定范围内，副边侧的整流二极管均可实现零电流状态下的关断（ZCS），由于采用了APWM-PFM混合控制策略，随着交流输入电压的增大，复用开关管占空比从0.54变化到0.38，导致谐振电流不对称，进一步影响到副边二极管的电流不对称，与理论分析基本一致。同时，当副边整流二极管电流为零的时候，二极管两端电压出现较大的振荡现象，这是由于此时输出电压已无法对副边侧绕组进行箝位导致的，而该过程下副边电路中的寄生电容与变压器本身的漏感发生谐振。

图29为在满载条件下，不同交流输入电压下，电感L1、L2、L3以及二极管D3的电流波形，且在波峰、波谷处做了细节展开。其中二极管D3工作于断续模式，同理论分析与仿真结果基本一致，电感L1、L2的电流波形出现了类似于平台的现象，二极管D1、D2的寄生电容的存在为电感提供了谐振回路，造成断续时电流波形为振荡的。

6.4 整机效率

图30为在满载情况下，整机效率随交流输入电压变化而变化的曲线。通过对效率变化曲线的分析可知，当220 Vrms交流输入时，此时实验样机效率可为达到90.8%，符合设计要求，而205 Vrms输入时，其最高效率可以达到91.5%。

因此，相较于传统的两级式LED驱动电路效率低的问题，所提出的单级无桥Sepic谐振电路一方面通过无桥整流和开关管复用的方式减少了导电回路半导体功率器件的数目，减小导通损耗；另一方面实现了功率器件软开关，减小开关损耗，从而提高了电路转换效率，而根据图30所示，在整个交流输入电压范围内，样机效率呈现先升后降的趋势，效率上升的主要原因是随着输入电压的增加，输入电流有所减小，进而PFC单元导通损耗减小，同时，由于母线电压随着输入电压的增加而增加，谐振电流减小，DC-DC半桥LLC电路单元的导通损耗和磁损都减小，所以效率上升；效率下降的主要原因是随着输入电压的增加，复用开关管的占空比变化越大，谐振电流非对称性越严重，磁芯偏磁也越严重，以至损耗增加，另外，直流母线电压的增加，导致工作频率也更高，开关管的关断损耗增加，所以效率曲线后面出现下降趋势。

7 结 论

本文提出了一种单级无桥Sepic谐振LED驱动电路和APWM-PFM混合控制策略，通过对理论进行初步分析、利用计算机进行仿真模拟以及研制实验样机进行验证可以得到如下结论：

1）无桥PFC电路单元，可以减少电路导电回路半导体功率器件数目，减小导通损耗；单开关管无桥Sepic进一步减少功率器件数目，同时实现直流母线电压可升可降，调控灵活。

2）单级电路减少控制电路复杂度，采用一套控制电路，实现两级电路集成；与LLC谐振软开关电路结合，可以实现功率器件的ZCS和ZVS软开关，减少了开关损耗，进一步提高了电路的效率。

3）采用APWM-PFM混合控制策略，通过APWM改变占空比实现限制直流母线电压变化范围；同时混合控制策略平衡网侧特性、直流母线电压和电路转换效率，限制直流母线电压范围、提高网侧功率因数和减小THD。

参 考 文 献：

［1］ 萧展涛， 林维明， 张亮亮，等. 分布式组合Buck LED驱动电路及其定纹波控制策略［J］. 电机与控制学报， 2023， 27（1）：89.

XIAO Zhantao， LIN Weiming， ZHANG Liangliang， et al. Distributed combined Buck-LED driver and its fixed-ripple control strategy［J］. Electric Machines and Control， 2023， 27（1）：89.

［2］ ZHANG Yimeng， RONG Guangjian， QU Shasha， et al. A high-power LED driver based on single inductor multiple output DC-DC converter with high dimming frequency and wide dimming range［J］. IEEE Transactions on Power Electronics，2020， 35（8）：8501.

［3］ 刘光清，林维明，陈欣玮.一种无桥高增益单级LED驱动电路及其混合控制策略［J］.电机与控制学报，2024，28（1）：105.

LIU Guangqing， LIN Weiming， CHEN Xinwei. Bridgeless high gain single-stage LED driver and its hybrid control strategy［J］.Electric Machines and Control， 2024， 28 （1）： 105.

［4］ 林国庆， 陈伟， 黄秀玲. 一种隔离型交错并联无电解电容LED驱动电路［J］. 电机与控制学报， 2021， 25（7）：87.

LIN Guoqing， CHEN Wei， HUANG Xiuling. Isolated interleaved LED driver without electrolytic capacitor［J］. Electric Machines and Control， 2021， 25（7）：87.

［5］ HWU K I， CHUANG C F. Applying DSP-based two-stage AC-DC converter to drive SRM with sampling and startup considered［C］//2009 4th IEEE Conference on Industrial Electronics and Applications （ICIEA 2009）， May 25-27， 2009， Xian， China. 2009：2321-2324.

［6］ 马红波， 郑聪， 冯全源. Twin-Bus型单相离线式LED照明驱动［J］. 电机与控制学报， 2011， 15（3）：8.

MA Hongbo， ZHENG Cong， FENG Quanyuan. Single phase offline LED lighting system based on Twin-Bus configuration［J］. Electric Machines and Control， 2011， 15（3）：8.

［7］ GARICA O， COBOA J A， PRIETO R， et al. Single phase power factor correction： a survey［J］. IEEE Transactions on Power Electronics， 2003， 18（3）：749.

［8］ HUBER L， JANG Y， JOVANOWVIC M M. Performance evaluation of bridgeless PFC Boost rectifiers［J］. IEEE Transactions on Power Electronics， 2008， 23（3）：1381.

［9］ SU B， ZHANG J， LU Z. Totem-pole Boost bridgeless PFC rectifier with simple zero-current detection and full-range ZVS operating at the boundary of DCM/CCM［J］. IEEE Transactions on Power Electronics， 2011， 26（2）：427.

［10］ CUK Slobodan. Single-stage isolated bridgeless PFC converter achieves 98% efficiency［J］. Power Electronics Technology， 2010， 36（11）： 28.

［11］ YANGH T， CHIANG H W， CHEN C Y. Implementation of bridgeless Cuk power factor corrector with positive output voltage ［J］. IEEE Transactions on Industry Applications， 2015， 51（4）：3325.

［12］ SINGH S， SINGH B， BHUVANESWARI G， et al. A power quality improved bridgeless converter-based computer power supply［J］. IEEE Transactions on Industry Applications， 2016， 52（5）：4385．

［13］ 殷刚， 许建平， 陈章勇. 一种高效率无桥双谐振功率因数校正变换器［J］. 电工技术学报， 2017， 32（8）：201.

YIN Gang， XU Jianping， CHEN Zhangyong. A high efficiency bridgeless dual resonant power factor correction converter［J］. Transactions of China Electrotechnical Society，2017， 32（8）：201.

［14］ 王懿杰， 张相军， 王卫， 等. 一种用于LED路灯照明的单级交直流变换器［J］. 电机与控制学报， 2010， 14（12）：73.

WANG Yijie， ZHANG Xiangjun， WANG Wei， et al. A single-stage AC/DC converter for LED street lighting system［J］. Electric Machines and Control， 2010， 14（12）：73.

［15］ CHENS Y， LI Z R， CHEN C L. Analysis and design of single-stage AC/DC LLC resonant converter［J］. IEEE Transactions on Industrial Electronics， 2012， 59（3）：1538．

［16］ 曾璐， 林维明. 降压Cuk/LLC单级LED驱动电路及其控制［J］. 电力电子技术， 2019， 53（7）：85.

ZENG Lu， LIN Weiming. Research on step-down Cuk/LLC single-stage LED driver circuit and control［J］. Power Electronics， 2019， 53（7）：85.

［17］ CHOI W Y， YU W S， LAI J S J. A novel bridgeless single-stage half-bridge AC/DC converter［C］// 2010 Twenty-Fifth Annual IEEE Applied Power Electronics Conference and Exposition （APEC）， February 21-25， 2010， Palm Springs， CA， USA. 2010： 42-46.

［18］ 徐玉珍， 万陆峰， 金涛， 等.一种单级无桥Sepic LLC变换器及其滑模控制［J］.电机与控制学报，2022，26（9）：82.

XU Yuzhen， WAN Lufeng， JIN Tao， et al. Single-stage bridgeless Sepic LLC converter and its sliding mode control［J］. Electric Machines and Control， 2022， 26（9）：82.

［19］ 阎铁生， 陶权保， 胡啸天， 等. 基于双路恒流输出单级Cuk PFC变换器的LED驱动电路［J］. 电机与控制学报， 2020，24（7）：139.

YAN Tiesheng， TAO Quanbao， HU Xiaotian， et al. LED driving circuit based on single stage Cuk PFC converter with dual constant current outputs［J］. Electric Machines and Control， 2020， 24（7）：139．

［20］ ZENG L， LIN W M. A single-stage LED driver using step-down Cuk/LLC with APWM-PFM hybird control ［C］//2018 15th China International Forum on Solid State Lighting： International Forum on Wide Bandgap Semiconductors China （SSLChina： IFWS）， October 23-25， 2018， Shenzhen， China. 2018：1-4.

［21］ 马红波， 郑聪， 余文松， 等. 单开关管无桥SEPIC PFC变换器［J］.电力自动化设备，2014，34（4）：72.

MA Hongbo， ZHENG Cong， YU Wensong， et al. Single-switch bridgeless SEPIC PFC converter［J］. Electric Power Automation Equipment， 2014， 34（4）：72.

［22］ WANG Y， QI N， GUAN Y， et al. A single-stage LED driver based on SEPIC and LLC circuits ［J］. IEEE Transactions on Industrial Electronics， 2016， 64（7）：5766.

［23］ YI Junhong， CHEN Gang， MA Hongbo， et al. Research anddesign of quasi-constant bus voltage Boost-LLC single-stage AC/DC converter［C］// The 22nd China Power Supply Society Conference（CPSSC 2017）， November 3-6， 2017， Shanghai， China. 2017：331-338.

（编辑：刘素菊）